一种适用于升压变换器的自适应关断时间产生电路的制作方法

本发明属于电子电路技术领域，具体涉及到一种适用于升压变换器(boost)的自适应关断时间(ACOT:adaptive constant-off-time)的产生电路。

背景技术：

近年来，随着电力电子及电子技术的迅猛发展，升压变换器在计算机、通信、工业自动化、电子或电工仪器等领域应用更加广泛。

传统的升压变换器有电流模、电压模两种环路控制模式，电流模的优势在于具有更简单的环路补偿，以及更高的线性调整率与负载调整率。但在另一方面，由于电流模对噪声非常敏感，特别是在占空比大于50％时可能出现次谐波震荡，所以一般需要斜坡补偿。相对于一般的恒定频率的峰值电流模升压变换器，具有恒定关断时间的峰值电流模升压变换器，不需要做斜坡补偿，也能保证其稳定性。然而升压变换器的关断时间与其工作频率满足关系式T_OFF＝(1-D)/f，其中T_OFF代表关断时间，D代表占空比，f代表开关频率。因此一般的恒定关断时间会导致不同占空比应用下频率的变化，造成电磁干扰(EMI)处理的难度加大。

一般的自适应恒定关断时间产生器通过采样输入电压和输出电压的信息，来模拟占空比的信息，得到一个近似恒定的频率。但是在负载电流变动的时候，由于功率管的有限的导通电阻和电感上寄生电阻的影响，输出电压和输入电压的之间的关系已经不只是由占空比决定，还会受到负载电流的影响，所以不能代表真实的占空比信息，所以通过这种方法得到的恒定频率依然不是很理想。

技术实现要素：

针对升压变换器系统工作频率的变化所带来的稳定性不足的问题，本发明提供一种用于升压变换器的自适应恒定关断时间的产生电路，直接采样占空比的信息，保证不同占空比下的频率恒定，利于电磁干扰EMI的处理，减小设计成本，且避免了负载电流对频率的影响。

本发明的技术方案为：

一种适用于升压变换器的自适应关断时间产生电路，包括比较器A₀、第一PMOS管M₁、第二PMOS管M₂、第一NMOS管M₃、第一电阻R₁、第二电阻R₂、第一电容C₁、第二电容C₂、第三电容C₃、第一电流源I_C1、第二电流源I_C2和反相器，

第二PMOS管M₂和第一NMOS管M₃的栅极输入开关信号PWM，第一NMOS管M₃的漏极接第一电流源I_C1、第三电容C₃的一端和比较器A₀的负向输入端，其源极接第三电容C₃的另一端并接地；

第二电流源I_C2接第一PMOS管M₁和第二PMOS管M₂的源极，第一PMOS管M₁的栅极接基准电压Vref，其漏极接地，第二PMOS管M₂的漏极通过第一电阻R₁和第一电容C₁的并联结构后接地；

第二电阻R₂接在比较器A₀的正向输入端和第二PMOS管M₂的漏极之间，第二电容C₂接在比较器A₀正向输入端和地之间；

反相器的输入端接比较器A₀的输出端，其输出端输出所述自适应关断时间产生电路的输出信号TOFF-FLAG。

具体的，所述比较器A₀包括第三PMOS管M₄、第四PMOS管M₅、第五PMOS管M₆、第六PMOS管M₇、第七PMOS管M₈、第八PMOS管M₉、第二NMOS管M₁₀、第三NMOS管M₁₁和第四NMOS管M₁₂，

第三PMOS管M₄和第五PMOS管M₆的栅极接第一栅极信号vtb1，其源极都接电源电压AVDD，第三PMOS管M₄的漏极接第四PMOS管M₅的源极，第五PMOS管M₆的漏极接第六PMOS管M₇的源极，第四PMOS管M₅和第六PMOS管M₇的栅极接第二栅极信号vtb2；

第七PMOS管M₈和第八PMOS管M₉的源极互连并连接第四PMOS管M₅的漏极，第七PMOS管M₈的栅极为所述比较器A₀的负向输入端，第八PMOS管M₉的栅极为所述比较器A₀的正向输入端；

第三NMOS管M₁₁的栅极连接第二NMOS管M₁₀的栅极和漏极以及第七PMOS管M₈的漏极，其漏极连接第八PMOS管M₉的漏极和第四NMOS管M₁₂的栅极，第四NMOS管M₁₂的漏极与第六PMOS管M₇的漏极互连并作为所述比较器A₀的输出端；

第二NMOS管M₁₀、第三NMOS管M₁₁和第四NMOS管M₁₂的源极接地。

本发明的有益效果为：本发明通过对电流源I_C2施加开关控制信号，直接接入开关信号PWM，在比较器A0正向输入端Vr点的电压值引入真实的占空比信息，避免了负载电流对频率的影响，避免升压变换器系统开关频率随占空比的变化而变化，使开关频率稳定，有利于电磁干扰EMI的处理，减少设计成本。

附图说明

图1为本发明提供的一种适用于升压变换器的自适应关断时间产生电路的系统框架图。

图2为本发明提供的一种适用于升压变换器的自适应关断时间产生电路的比较器A₀的电路示意图。

图3为本发明适用的一种升压变换器系统框架图。

图4为图3中LX点信号方波图。

图5为图1中V_a点信号方波图。

图6为图1中比较器A₀的正向输入端Vr和负向输入端Vc的电压波形图。

具体实施方式

下面结合附图，详细描述本发明的技术方案：

如图3所示，本发明适用的一种升压变换器电路框架是由输入电压V_IN、电感、两个功率管MN和MP、电容和负载构成，输入电压连在电感的一端和功率管MN的源极，电感的另一端连接功率管MN的漏极和功率管MP的源极，电容连在功率管MP的漏极和功率管MN的源极之间，功率管MN的栅极连接开关信号PWM，功率管MP的栅极连接开关信号PWM的反相信号当MN开启，MP关断时，是电感的充电阶段，时间为Ton，LX点的电压为低；当MN关断，MP开启时，是电感对电容放电阶段，时间为Toff，LX点的电压为升压变换器的输出电压，波形图如图4所示，其中D表示升压变换器电路的占空比，T表示开关周期。

如图1所示，本发明提出的自适应关断时间产生电路包括比较器A₀、第一PMOS管M₁、第二PMOS管M₂、第一NMOS管M₃、第一电阻R₁、第二电阻R₂、第一电容C₁、第二电容C₂、第三电容C₃、第一电流源I_C1、第二电流源I_C2和反相器，第二PMOS管M₂和第一NMOS管M₃的栅极输入开关信号PWM，第一NMOS管M₃的漏极接第三电容C₃的一端和比较器A₀的负向输入端，其源极接地，第一电流源I_C1通过第三电容C₃后接地；第二电流源I_C2接第一PMOS管M₁和第二PMOS管M₂的源极，第一PMOS管M₁的栅极接基准电压Vref，其漏极接地，第二PMOS管M₂的漏极通过第一电阻R1和第一电容C1的并联结构后接地，第二PMOS管M₂的漏极为V_a点；第二电阻接在比较器A₀的正向输入端和第二PMOS管M₂的漏极之间，第二电容C₂接在比较器A₀正向输入端和地之间；反相器的输入端接比较器A₀的输出端，其输出端输出自适应关断时间产生电路的输出信号TOFF-FLAG，比较器A₀的正向输入端为比较点Vr，其负向输入端为Vc点。

如图2所示，比较器A₀包括第三PMOS管M₄、第四PMOS管M₅、第五PMOS管M₆、第六PMOS管M₇、第七PMOS管M₈、第八PMOS管M₉、第二NMOS管M₁₀、第三NMOS管M₁₁和第四NMOS管M₁₂，第三PMOS管M₄和第五PMOS管M₆的栅极接第一栅极信号vtb1，其源极都接电源电压AVDD，第三PMOS管M₄的漏极接第四PMOS管M₅的源极，第五PMOS管M₆的漏极接第六PMOS管M₇的源极，第四PMOS管M₅和第六PMOS管M₇的栅极接第二栅极信号vtb2；第七PMOS管M₈和第八PMOS管M₉的源极互连并连接第四PMOS管M₅的漏极，第七PMOS管M₈的栅极为所述比较器A₀的负向输入端，第八PMOS管M₉的栅极为所述比较器A₀的正向输入端；第三NMOS管M₁₁的栅极连接第二NMOS管M₁₀的栅极和漏极以及第七PMOS管M₈的漏极，其漏极连接第八PMOS管M₉的漏极和第四NMOS管M₁₂的栅极，第四NMOS管M₁₂的漏极与第六PMOS管M₇的漏极互连并作为所述比较器A₀的输出端；第二NMOS管M₁₀、第三NMOS管M₁₁和第四NMOS管M₁₂的源极接地。其中第一栅极信号vtb1是控制偏置电流的电压信号，一般通过一个电流镜镜像得到；第二栅极鲜花vtb2是共源共栅电流镜共栅级的栅极信号，保证共栅极的mos管工作在饱和区。

图1中电路运行时，比较器A₀的正向输入端Vr点的相关支路的设计是本发明的技术亮点。在Ton阶段，开关信号PWM为高，第二PMOS管M₂关断，第二电流源I_C2从第一PMOS管M₁续流，第一电容C₁上没有电荷累积，图1中Va点电压为低；在Toff阶段，开关信号PWM为低，第一PMOS管M₁管开启，流过第一PMOS管M₁和第二PMOS管M₂的电流为：

第一PMOS管M₁的栅源电压|V_gs1-V_th|远远大于第二PMOS管M₂栅源电压|V_gs2-V_th|，则第二电流源I_C2的电流流过第一PMOS管M₁的可以忽略不计，近似认为第一PMOS管M₁关断，第二电流源I_C2的电流全部从第二PMOS管M₂通过，对小电容第一电容C₁充电，充电速度很快，Va点的电压很快被抬高，并对小电阻第一电阻R₁充电，当流过第一电阻R₁的电流等于充电电流I_C2时，达到稳定，此时Va点的电压为：

V_a＝R₁·I_C2

所以，随着系统充放电的运行，在Ton阶段，Va点的电压为低，在Toff阶段，Va点的电压为高，Va点的电压的波形如图5所示，近似为一个方波。具体实施的时候，此处R₁·I_C2用于控制Va点高电平的电压设置，也控制比较点Vr的大小，其取值需考虑电阻面积和功耗的折衷，第一电容C₁应尽量取小，更加利于方波的近似，但同时第一电容C₁的取值下限应保证节点Va不会出现电压毛刺，一般情况下R₁*C₁应小于0.1T_S。

第二电阻R₂、第二电容C₂是大电阻、大电容，起一个RC滤波的作用，把Va点电压的方波滤波为一个直流电压，Vr点的电压值为Va的平均值：

V_r＝(1-D)·R₁·I_C2

比较器A₀正向输入端的V_r点的电压值引入了真实的占空比的信息，避免了负载电流对频率的影响。

具体实施的时候，R₂*C₂应大于10T_S，才能达到足够的滤波效果，同时又应考虑版图面积，这里也是精度与面积的折衷。

比较器负向输入端支路即第一电流源I_C1、第一NMOS管M₃和第三电容C₃构成的电路，和一般固定的时钟产生器的负向端支路一致。当Ton阶段，即开关信号PWM为高，第一NMOS管M₃开启时，第一电流源I_C1从第一NMOS管M₃放电，第三电容C₃上没有累积电荷，此时V_c电压为低，比较器输出为高；当Toff阶段，即开关信号PWM为低，第一NMOS管M₃关断时，第一电流源I_C1对第三电容C₃充电，V_c点的电压抬升：

当Vc点的电压抬升至触碰Vr点的电压时，自适应关断时间产生电路的输出信号TOFF_FLAG会输出一个向上的脉冲改变开关信号PWM，本来开关信号PWM为低电平，该输出信号TOFF_FLAG过来以后，开关信号PWM跳为低电平，使升压变换器的Toff阶段结束，开始Ton阶段，波形如图6所示，则有：

V_c＝V_r

等式两边都有(1-D)，抵消得：

可解得：

则开关频率f为：

本发明通过对电流源I_C2施加开关控制信号，即通过第二PMOS管M₂的开关控制，直接接入开关信号PWM，开关信号PWM代表了真实的占空比信息，不会受到负载电流的影响。而传统通过采样输入输出电压的方法来模拟占空比信息，当负载电流发生变化时，输入输出电压的关系不能仅仅通过占空比来表示，会引入负载电流的影响，即使再添加消除负载电流的信息的相关电路，由于功率管的导通电阻无法准确预估，即无法精准消除负载电流的影响，反而增大设计复杂度。本发明引入的信息是PWM信息，不是通过传统的采样输入输出电压来模拟占空比信息，PWM信息即是真实的占空比信息，这样可以精准的实现一个真正的自适应恒定关断时间的产生电路，不受负载电流的影响。避免升压变换器系统开关频率随占空比的变化而变化，使开关频率稳定，有利于电磁干扰EMI的处理，减少设计成本。

本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。