一种基于晶体管堆叠技术的强抗失配高效功率放大器的制作方法

本发明属于场效应晶体管微波毫米波功率放大器和集成电路技术领域，具体涉及一种基于晶体管堆叠技术的强抗失配高效功率放大器的设计。

背景技术：

随着3g、4g-lte等民用通信市场的快速发展，以及5g通信的前期布局，微波毫米波前端发射器也向微波毫米波频段高性能、高集成、高效率的方向发展；此外，由于mimo技术的广泛应用，系统对末端功率放大器的抗失配特性提出了严峻的考验，因此市场迫切的需求针对微波毫米波频段的强抗失配、高效率功率放大器芯片。

然而，在微波毫米波功率放大器芯片设计中，一直存在一些设计难题，具体体现为：

(1)传统平衡型放大器中强抗失配特性与高效率指标相互制约：由于微波毫米波前端发射器中的功率放大器的输出端需要连接一个驻波特性较差的天线，该天线对于微波毫米波功率放大器的抗失配特性提出了严峻的挑战；现有基于兰格结构实现90°相移的平衡型功率放大器在增强抗失配特性的同时，往往在输入和输出匹配网络引入较大的的带内插损，从而降低功率放大器的效率。因此，传统平衡型放大器中强抗失配特性与高效率指标相互制约。

(2)微波毫米波频段传统平衡型放大器高功率、高增益指标设计难度较大：由于未来5g市场的驱使，微波毫米波前端发射机迫切需要高增益、高功率、高效率、强抗失配功率放大器，但是现有的毫米波频段的应用电路必须采用栅长较小的半导体工艺晶体管，受到其低击穿电压的影响，功率放大器的电压摆幅将受到较大的限制，因此也就限制了功率晶体管的功率容量。

最典型的强抗失配特性的放大器是采用90°相移兰格结构的平衡功率放大器，但是，在微波毫米波频段，传统兰格平衡放大器仍然存在一些设计不足，主要体现在：

(1)强抗失配特性与高效率指标设计难度较大。

为了提高电路的抗失配特性，设计者往往需要利用兰格结构实现两路平衡结构信号的90°的相移，还要尽可能的降低引入的带内损耗，同时保证两路平衡信号具有近似相同的带内损耗，此外，还需要配合其他匹配结构实现晶体管的输入与输入端口的阻抗匹配，这大大增加了电路的设计复杂度和难度。设计者为了折中各个设计指标，往往需要通过引入一定的带内损耗来实现90°的相移和阻抗匹配，这就大大降低了功率放大器的效率指标。

(2)毫米波段高功率晶体管阻抗匹配难度较大。

由于放大器工作在毫米波段，单个晶体管的功率容量有限，设计者为了获得较高的功率容量，往往需要2n倍的功率合成结构，这种结构往往导致输出网络具有很低的最佳负载阻抗，这种低负载阻抗又将导致微波毫米波段平衡型放大器的阻抗匹配难度加大。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种基于晶体管堆叠技术的强抗失配高效功率放大器，利用三晶体管堆叠技术和与之对应的±45°移相输入与输出匹配网络，实现微波毫米波频段高增益、高效率、强抗失配等指标。

本发明的技术方案为：一种基于晶体管堆叠技术的强抗失配高效功率放大器，包括-45°移相输入匹配网络、+45°移相输入匹配网络、双路平衡型三堆叠功率放大网络、+45°移相输出匹配网络、-45°移相输出匹配网络、第一供电偏置网络以及第二供电偏置网络。

-45°移相输入匹配网络的输入端与+45°移相输入匹配网络的输入端相连作为整个功率放大器的输入端；+45°移相输出匹配网络的输出端与-45°移相输出匹配网络的输出端相连作为整个功率放大器的输出端。功率放大器的输入端还连接有隔直电容c1，功率放大器的输出端还连接有隔直电容c9。

双路平衡型三堆叠功率放大网络的第一输入端与-45°移相输入匹配网络的输出端连接，其第二输入端与+45°移相输入匹配网络的输出端连接，其第一输出端与+45°移相输出匹配网络的输入端连接，其第二输出端与-45°移相输出匹配网络的输入端连接。

第一供电偏置网络分别与-45°移相输入匹配网络、双路平衡型三堆叠功率放大网络以及+45°移相输出匹配网络连接；第二供电偏置网络分别与+45°移相输入匹配网络、双路平衡型三堆叠功率放大网络以及-45°移相输出匹配网络连接。

本发明的有益效果是：本发明采用三堆叠晶体管放大网络实现平衡型放大器的放大功能，提高了平衡型功率放大器的功率增益和功率容量，同时利用三级t型滤波型移相电路实现两路平衡信号的±45°移相控制以及输入和输出阻抗匹配，在保证低插损和高效率的前提下大大提升了放大器的抗失配特性，从而提高了电路的稳定性与可靠性。

进一步地，-45°移相输入匹配网络包括第一t型lc网络电路；第一t型lc网络电路的一端作为-45°移相输入匹配网络的输入端，其另一端串联第一rc稳定电路后作为-45°移相输入匹配网络的输出端。+45°移相输入匹配网络包括第二t型lc网络电路；第二t型lc网络电路的一端作为+45°移相输入匹配网络的输入端，其另一端串联第二rc稳定电路后作为+45°移相输入匹配网络的输出端。

其中，第一t型lc网络电路包括串联的电感l1与l2，以及并联在l1与l2连接节点上的接地电容c2；第二t型lc网络电路包括串联的电容c3与c4，以及并联在c3与c4连接节点上的接地电感l3。第一rc稳定电路和第二rc稳定电路结构相同；第一rc稳定电路包括并联的电阻rgsbu和电容cgsbu；第二rc稳定电路包括并联的电阻rgsbw和电容cgsbw。

+45°移相输出匹配网络包括第三t型lc网络电路；第三t型lc网络电路的一端作为+45°移相输出匹配网络的输出端，另一端串联电感l4后作为+45°移相输出匹配网络的输入端；第三t型lc网络电路与l4的连接节点上还连接有接地电容c5。-45°移相输出匹配网络包括第四t型lc网络电路；第四t型lc网络电路的一端作为-45°移相输出匹配网络的输出端，另一端串联电感l8后作为-45°移相输出匹配网络的输入端；第四t型lc网络电路与l8的连接节点上还连接有接地电容c10。

其中，第三t型lc网络电路包括串联的电容c6与c7，以及并联在c6与c7连接节点上的接地电感l5；第四t型lc网络电路包括串联的电感l6与l7，以及并联在l6与l7连接节点上的接地电容c8。

上述进一步方案的有益效果是：本发明分别采用两个三级t型滤波型移相电路分别实现两路平衡信号的±45°移相控制以及输入和输出阻抗匹配，两路信号可以独立控制，这就大大降低了设计复杂度，避免引入了不必要的带内损耗，从而提升了功率放大器的效率指标。

进一步地，双路平衡型三堆叠功率放大网络包括第一路三堆叠功率放大网络和第二路三堆叠功率放大网络，第一路三堆叠功率放大网络和第二路三堆叠功率放大网络结构相同，均包括一路或多路并联的堆叠结构，每路堆叠结构均包括一组依次按照源极-漏极相连堆叠构成的顶层晶体管、中间层晶体管以及底层晶体管；顶层晶体管、中间层晶体管以及底层晶体管的尺寸相同。

第一路三堆叠功率放大网络中，每个顶层晶体管的漏极相连作为双路平衡型三堆叠功率放大网络的第一输出端；每个顶层晶体管的栅极分别连接第一供电偏置网络和一路补偿电路；每个中间层晶体管的栅极分别连接第一供电偏置网络和一路补偿电路；每个底层晶体管的源极均接地；每个底层晶体管的栅极相连作为双路平衡型三堆叠功率放大网络的第一输入端。

第二路三堆叠功率放大网络中，每个顶层晶体管的漏极相连作为双路平衡型三堆叠功率放大网络的第二输出端；每个顶层晶体管的栅极分别连接第二供电偏置网络和一路补偿电路；每个中间层晶体管的栅极分别连接第二供电偏置网络和一路补偿电路；每个底层晶体管的源极均接地；每个底层晶体管的栅极相连作为双路平衡型三堆叠功率放大网络的第二输入端。

补偿电路包括串联的栅极稳定电阻和栅极补偿电容，栅极补偿电容的另一端接地。

上述进一步方案的有益效果是：本发明中核心放大器架构采用三堆叠放大网络，只需要采用一级三堆叠放大结构，就可以提升3～5db的功率增益，从而大大简化了电路复杂度。同时，因为三堆叠放大网络的输出阻抗比传统共源放大器高，所以双路平衡型三堆叠功率放大网络也可以采用2ⁿ倍并联的多路堆叠放大器结构，仍可以保证相对较高的输出负载阻抗。除此之外，三堆叠放大网络的栅极补偿电容是容值较小的电容，用于实现栅极电压的同步摆动，并且为了实现毫米波频段下的稳定性，需要串联稳定电阻，而传统cascode晶体管的堆叠栅极补偿电容是容值较大的电容，用于实现栅极的交流接地，也没有串联稳定电阻。

进一步地，第一供电偏置网络和第二供电偏置网络结构相同，均包括输入供电偏置电路和放大及输出供电偏置电路。

第一供电偏置网络中，输入供电偏置电路包括串联的电阻rgb1u与电感lggu，电阻rgb1u与电感lggu的连接节点上还连接有接地电容cggu；电阻rgb1u的另一端连接第一低压偏置电源vggu；电感lggu的另一端与-45°移相输入匹配网络中第一t型lc网络电路和第一rc稳定电路的连接节点连接。第一供电偏置网络中，放大及输出供电偏置电路包括依次串联的电阻rgb4u、rgb5u、rgb6u以及电感lddu；电阻rgb4u的另一端接地；电阻rgb4u与rgb5u的连接节点通过电阻rgb2u分别与第一路三堆叠功率放大网络中每个中间层晶体管的栅极连接；电阻rgb5u与rgb6u的连接节点通过电阻rgb3u分别与第一路三堆叠功率放大网络中每个顶层晶体管的栅极连接；电阻rgb6u与电感lddu的连接节点上还分别连接有接地电容cddu和第一高压偏置电源vddu；电感lddu的另一端与+45°移相输出匹配网络中第三t型lc网络电路与电感l4的连接节点连接。

第二供电偏置网络中，输入供电偏置电路包括串联的电阻rgb1w与电感lggw，电阻rgb1w与电感lggw的连接节点上还连接有接地电容cggw；电阻rgb1w的另一端连接第二低压偏置电源vggw；电感lggw的另一端与+45°移相输入匹配网络中第二t型lc网络电路和第二rc稳定电路的连接节点连接。第二供电偏置网络中，放大及输出供电偏置电路包括依次串联的电阻rgb4w、rgb5w、rgb6w以及电感lddw；电阻rgb4w的另一端接地；电阻rgb4w与rgb5w的连接节点通过电阻rgb2w分别与第二路三堆叠功率放大网络中每个中间层晶体管的栅极连接；电阻rgb5w与rgb6w的连接节点通过电阻rgb3w分别与第二路三堆叠功率放大网络中每个顶层晶体管的栅极连接；电阻rgb6w与电感lddw的连接节点上还分别连接有接地电容cddw和第二高压偏置电源vddw；电感lddw的另一端与-45°移相输出匹配网络中第四t型lc网络电路与电感l8的连接节点连接。

上述进一步方案的有益效果是：两个对称设置的供电偏置网络用于实现对双路平衡型三堆叠功率放大网络中晶体管栅极和漏极馈电及杂散信号的旁路功能。

附图说明

图1所示为本发明实施例提供的一种基于晶体管堆叠技术的强抗失配高效功率放大器原理框图。

图2所示为本发明实施例提供的一种基于晶体管堆叠技术的强抗失配高效功率放大器电路图。

具体实施方式

现在将参考附图来详细描述本发明的示例性实施方式。应当理解，附图中示出和描述的实施方式仅仅是示例性的，意在阐释本发明的原理和精神，而并非限制本发明的范围。

本发明实施例提供了一种基于晶体管堆叠技术的强抗失配高效功率放大器，如图1所示，包括-45°移相输入匹配网络、+45°移相输入匹配网络、双路平衡型三堆叠功率放大网络、+45°移相输出匹配网络、-45°移相输出匹配网络、第一供电偏置网络以及第二供电偏置网络。-45°移相输入匹配网络的输入端与+45°移相输入匹配网络的输入端相连作为整个功率放大器的输入端；+45°移相输出匹配网络的输出端与-45°移相输出匹配网络的输出端相连作为整个功率放大器的输出端。功率放大器的输入端还连接有隔直电容c1，功率放大器的输出端还连接有隔直电容c9。双路平衡型三堆叠功率放大网络的第一输入端与-45°移相输入匹配网络的输出端连接，其第二输入端与+45°移相输入匹配网络的输出端连接，其第一输出端与+45°移相输出匹配网络的输入端连接，其第二输出端与-45°移相输出匹配网络的输入端连接。第一供电偏置网络分别与-45°移相输入匹配网络、双路平衡型三堆叠功率放大网络以及+45°移相输出匹配网络连接；第二供电偏置网络分别与+45°移相输入匹配网络、双路平衡型三堆叠功率放大网络以及-45°移相输出匹配网络连接。

如图2所示，-45°移相输入匹配网络包括第一t型lc网络电路；第一t型lc网络电路的一端作为-45°移相输入匹配网络的输入端，其另一端串联第一rc稳定电路后作为-45°移相输入匹配网络的输出端。+45°移相输入匹配网络包括第二t型lc网络电路；第二t型lc网络电路的一端作为+45°移相输入匹配网络的输入端，其另一端串联第二rc稳定电路后作为+45°移相输入匹配网络的输出端。

其中，第一t型lc网络电路包括串联的电感l1与l2，以及并联在l1与l2连接节点上的接地电容c2；第二t型lc网络电路包括串联的电容c3与c4，以及并联在c3与c4连接节点上的接地电感l3。第一rc稳定电路和第二rc稳定电路结构相同；第一rc稳定电路包括并联的电阻rgsbu和电容cgsbu；第二rc稳定电路包括并联的电阻rgsbw和电容cgsbw。

+45°移相输出匹配网络包括第三t型lc网络电路；第三t型lc网络电路的一端作为+45°移相输出匹配网络的输出端，另一端串联电感l4后作为+45°移相输出匹配网络的输入端；第三t型lc网络电路与l4的连接节点上还连接有接地电容c5。-45°移相输出匹配网络包括第四t型lc网络电路；第四t型lc网络电路的一端作为-45°移相输出匹配网络的输出端，另一端串联电感l8后作为-45°移相输出匹配网络的输入端；第四t型lc网络电路与l8的连接节点上还连接有接地电容c10。

其中，第三t型lc网络电路包括串联的电容c6与c7，以及并联在c6与c7连接节点上的接地电感l5；第四t型lc网络电路包括串联的电感l6与l7，以及并联在l6与l7连接节点上的接地电容c8。

双路平衡型三堆叠功率放大网络包括第一路三堆叠功率放大网络和第二路三堆叠功率放大网络，第一路三堆叠功率放大网络和第二路三堆叠功率放大网络结构相同，均包括一路或多路并联的堆叠结构，每路堆叠结构均包括一组依次按照源极-漏极相连堆叠构成的顶层晶体管、中间层晶体管以及底层晶体管。顶层晶体管、中间层晶体管以及底层晶体管的尺寸相同。本发明实施例中，如图2所示，第一路三堆叠功率放大网络和第二路三堆叠功率放大网络均采用一路堆叠结构。

第一路三堆叠功率放大网络中，顶层晶体管m3u的漏极作为双路平衡型三堆叠功率放大网络的第一输出端；顶层晶体管m3m的栅极分别连接第一供电偏置网络以及由栅极稳定电阻rg3u和一端接地的栅极补偿电容cg3u串联构成的补偿电路。中间层晶体管m2u的栅极分别连接第一供电偏置网络以及由栅极稳定电阻rg2u和一端接地的栅极补偿电容cg2u串联构成的补偿电路。底层晶体管m1u的源极接地，栅极作为双路平衡型三堆叠功率放大网络的第一输入端。

第二路三堆叠功率放大网络中，顶层晶体管m3w的漏极作为双路平衡型三堆叠功率放大网络的第二输出端；顶层晶体管m3w的栅极分别连接第二供电偏置网络以及由栅极稳定电阻rg3w和一端接地的栅极补偿电容cg3w串联构成的补偿电路。中间层晶体管m2w的栅极分别连接第二供电偏置网络以及由栅极稳定电阻rg2w和一端接地的栅极补偿电容cg2w串联构成的补偿电路。底层晶体管m1w的源极接地，栅极作为双路平衡型三堆叠功率放大网络的第二输入端。

因为三堆叠功率放大网络的输出阻抗比传统共源放大器高，所以双路平衡型三堆叠功率放大网络也可以分别采用2ⁿ倍并联的堆叠放大器结构，仍可以保证相对较高的输出负载阻抗。

当采用多路并联的堆叠结构时，第一路三堆叠功率放大网络中，每个顶层晶体管的漏极相连作为双路平衡型三堆叠功率放大网络的第一输出端，每个底层晶体管的栅极相连作为双路平衡型三堆叠功率放大网络的第一输入端。第二路三堆叠功率放大网络中，每个顶层晶体管的漏极相连作为双路平衡型三堆叠功率放大网络的第二输出端，每个底层晶体管的栅极相连作为双路平衡型三堆叠功率放大网络的第二输入端。其它每路堆叠结构的电路连接方式与一路堆叠结构相同。

第一供电偏置网络和第二供电偏置网络结构相同，均包括输入供电偏置电路和放大及输出供电偏置电路。

第一供电偏置网络中，输入供电偏置电路包括串联的电阻rgb1u与电感lggu，电阻rgb1u与电感lggu的连接节点上还连接有接地电容cggu；电阻rgb1u的另一端连接第一低压偏置电源vggu；电感lggu的另一端与-45°移相输入匹配网络中第一t型lc网络电路和第一rc稳定电路的连接节点连接。第一供电偏置网络中，放大及输出供电偏置电路包括依次串联的电阻rgb4u、rgb5u、rgb6u以及电感lddu；电阻rgb4u的另一端接地；电阻rgb4u与rgb5u的连接节点通过电阻rgb2u分别与第一路三堆叠功率放大网络中每个中间层晶体管的栅极连接；电阻rgb5u与rgb6u的连接节点通过电阻rgb3u分别与第一路三堆叠功率放大网络中每个顶层晶体管的栅极连接；电阻rgb6u与电感lddu的连接节点上还分别连接有接地电容cddu和第一高压偏置电源vddu；电感lddu的另一端与+45°移相输出匹配网络中第三t型lc网络电路与电感l4的连接节点连接。

第二供电偏置网络中，输入供电偏置电路包括串联的电阻rgb1w与电感lggw，电阻rgb1w与电感lggw的连接节点上还连接有接地电容cggw；电阻rgb1w的另一端连接第二低压偏置电源vggw；电感lggw的另一端与+45°移相输入匹配网络中第二t型lc网络电路和第二rc稳定电路的连接节点连接。第二供电偏置网络中，放大及输出供电偏置电路包括依次串联的电阻rgb4w、rgb5w、rgb6w以及电感lddw；电阻rgb4w的另一端接地；电阻rgb4w与rgb5w的连接节点通过电阻rgb2w分别与第二路三堆叠功率放大网络中每个中间层晶体管的栅极连接；电阻rgb5w与rgb6w的连接节点通过电阻rgb3w分别与第二路三堆叠功率放大网络中每个顶层晶体管的栅极连接；电阻rgb6w与电感lddw的连接节点上还分别连接有接地电容cddw和第二高压偏置电源vddw；电感lddw的另一端与-45°移相输出匹配网络中第四t型lc网络电路与电感l8的连接节点连接。

下面结合图2对本发明的具体工作原理及过程进行介绍：

射频输入信号通过输入端in进入功率放大器，通过输入隔直耦合电容c1后，在inc点等功率分配为第一信号和第二信号两路信号。第一信号经-45°移相输入匹配网络进行-45°移相控制以及输入阻抗匹配后进入双路平衡型三堆叠功率放大网络中的第一路三堆叠功率放大网络。第一路三堆叠功率放大网络采用一路或多路并联的晶体管堆叠结构对第一信号进行功率放大，最终进入+45°移相输出匹配网络。第一信号经+45°移相输出匹配网络进行+45°移相控制以及输出阻抗匹配后到达outc点。

同理，第二信号经+45°移相输入匹配网络进行+45°移相控制以及输入阻抗匹配后进入双路平衡型三堆叠功率放大网络中的第二路三堆叠功率放大网络。第二路三堆叠功率放大网络采用一路或多路并联的晶体管堆叠结构对第二信号进行功率放大，最终进入-45°移相输出匹配网络。第二信号经-45°移相输出匹配网络进行-45°移相控制以及输出阻抗匹配后到达outc点。

最终，第一信号和第二信号在outc点等功率合成后，通过隔直耦合电容c9进入输出端out。

两个对称设置的供电偏置网络用于实现对双路平衡型三堆叠功率放大网络中晶体管栅极和漏极馈电及杂散信号的旁路功能。

本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本发明的原理，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。