一种基于反馈和电流复用可拓展高频带宽的低噪放电路的制作方法

本发明涉及射频、模拟集成电路领域，更具体的说，它涉及一种基于反馈和电流复用可拓展高频带宽的低噪放电路。
背景技术：
：近年来，随着经济的发展和科技的进步，各种为了满足不同应用场景和不同需求的无线通信标准应运而生。无线通信技术及其标准不断更新演进，高性能、低成本的cmos工艺不断成熟，给射频前端的设计带来了许多新的机遇和挑战。对于一个射频接收机而言，低噪声放大器(lna)负责把高频信号从天线接收下来，在引入很少额外噪声的前提下对信号进行放大。lna的噪声系数对整个接收机的动态范围具有决定性的影响作用。不同的通信制式覆盖的频率范围不一样。表1给出了几种通信制式覆盖的频率范围：通信制式覆盖频率范围(mhz)2100mhz频段nb-iot1920～1980,2170～2200数字对讲通信376～389,402.5～417.5gsm900885～915,930～960gsm18001710～1785,1805～1880wcdma1920～1980,2110～2170wifi/蓝牙2402～2480表1通过单一的芯片集成多个不同的标准可以使整机设备在实现多功能化的同时取得体积、成本和功耗等方面的优势。为了覆盖不同频带上的不同标准，能处理多种频带多种标准信号的片上接收机是必须的。软件定义无线电(sdr)是通过软件对射频前端模块进行配置，在芯片实现的时候可以节约面积、功耗和成本等，配置灵活，是一个很好的实现方案。如图1所示，给出了一个实际可行的sdr架构图，信号由天线接收，经过低噪放(lna)，由混频器(mixer)把高频信号混至低频模拟信号，模数转换器(adc)把低频模拟信号转换成数字信号给数字基带(digitalbb)处理。其中lna的采用可以降低模数转换器对噪声和动态范围的要求。为了实现sdr对射频模块灵活高效的配置，降低整个系统的设计难度和开发成本，宽频带低功耗lna的使用是个很好的折衷。但在拓展高频带宽的同时节省功耗上仍难以得到很好地实现，这对设计而言是很大的挑战，是厄待解决的问题。技术实现要素：本发明克服了现有技术的不足，提出一种基于反馈和电流复用可拓展高频带宽的低噪放电路，运用反馈和电流复用的思想对电路进行优化设计，达到拓展高频带宽和节省功耗的目的。本发明的技术方案如下：一种基于反馈和电流复用可拓展高频带宽的低噪放电路，包括nmos管的偏置电压电路、pmos管共模反馈偏置电路、四个mos管分别为mos管mn1、mos管mn2、mos管mp1、mos管mp2、四个电阻分别为电阻r1、电阻r2、电阻r3、电阻r4、电感l1、三个电容分别为电容c1、电容c2、电容c3；所述电容c3的一端作为单端输入vin，并与反向器的输入端、mos管mn2的s极、电感l1的一端连接，所述电感l1的另一端接地，所述mos管mn2的d极与电阻r2的一端、mos管mp2的d极连接处作为单端输出vout，mos管mn2的g极与mos管mn1的g极、电容c1的一端、电阻r1的一端电性连接，电阻r1的另一端作为vbias与nmos管的偏置电压电路连接；所述mos管mn1的s极接地，mos管mn1的d极与电容c3的另一端、电阻r2的另一端、电阻r3的一端、mos管mp1的d极连接；所述mos管mp1的g极与电阻r4的一端、电容c2的一端、mos管mp2的g极连接，mos管mp1的s极与电阻r3的另一端、mos管mp2的s极连接；所述电阻r4的另一端作为vcmfb与pmos管共模反馈偏置电路连接；所述电容c2的另一端、电容c1的另一端与反向器的输出端连接；所述mos管mp1的s极、mos管mp2的s极与电源连接。进一步的，所述nmos管的偏置电压电路采用恒定电流源、nmos管，所述nmos管的d极、g极与恒定电流源的一端连接，nmos管的s极接地，所述恒定电流源的另一端与电源连接。进一步的，所述pmos管共模反馈偏置电路采用运算放大器(opa)、两个电阻，所述运算放大器的输出端产生共模反馈偏置电压，所述运算放大器的一输入端与基准电压连接，所述运算放大器的另一输入端与两个电阻的一端连接，所述两个电阻的另一端分别为两个差分输出端。本发明相比现有技术优点在于：首先，mos管mn2实现阻抗匹配的同时也是输入放大管，管子的栅极和源极接的是输入信号的正反两极，实现了正反馈的效果，对于输入信号而言有效输入跨导加倍，有效利用了匹配管的跨导进行信号放大；其次，pmos管和nmos管互为彼此的电流源负载管，很好地实现了电流复用，使得整个电路消耗相同功耗的前提下可以提供更大的等效输入跨导值，有效提升了整体带宽；最后，电容c3给高频信号提供了一条正反馈环路，可以减缓lna在高频处的增益滚降速度，有效拓展高频带宽。附图说明图1为sdr架构图；图2为本发明的单端等效电路结构图；图3为传统采用的电路图；图4为本发明与传统电路结构在cadence仿真验证平台下得到的增益的幅频特性的对比图；图5为本发明的噪声系数仿真结果图；图6为本发明的pmos管共模反馈偏置电路图；图7为本发明的nmos管的偏置电压电路图。具体实施方式下面结合附图和具体实施方式对本发明进一步说明。如图2所示，一种基于反馈和电流复用可拓展高频带宽的低噪放电路，包括反向器、nmos管的偏置电压电路、pmos管共模反馈偏置电路、四个mos管分别为mos管mn1、mos管mn2、mos管mp1、mos管mp2、四个电阻分别为电阻r1、电阻r2、电阻r3、电阻r4、电感l1、三个电容分别为电容c1、电容c2、电容c3。nmos管的偏置电压为图中vbias是由偏置网络产生的输入nmos管的偏置电压，pmos管的偏置电压为vcmfb是通过共模反馈产生的pmos管的偏置电压。mos管mn1、mos管mn2和mos管mp1、mos管mp2是作为输入放大管，mos管mn2同时也是实现输入阻抗匹配的放大管，电阻r1和电阻r4是偏置隔离电阻，电阻r2和电阻r3是负载阻抗电阻，电感l1给mos管mn2提供到地的直流路径，电容c1和电容c2是隔直电容，电容c3是提供高频信号正反馈路径的反馈电容，vin是单端输入的信号端，vout是单端输出的信号端。所述电容c3的一端作为单端输入vin，并与反向器的输入端、mos管mn2的s极、电感l1的一端连接，所述电感l1的另一端接地，所述mos管mn2的d极与电阻r2的一端、mos管mp2的d极连接处作为单端输出vout，mos管mn2的g极与mos管mn1的g极、电容c1的一端、电阻r1的一端电性连接，电阻r1的另一端作为vbias与nmos管的偏置电压电路连接；所述mos管mn1的s极接地，mos管mn1的d极与电容c3的另一端、电阻r2的另一端、电阻r3的一端、mos管mp1的d极连接；所述mos管mp1的g极与电阻r4的一端、电容c2的一端、mos管mp2的g极连接，mos管mp1的s极与电阻r3的另一端、mos管mp2的s极连接；所述电阻r4的另一端作为vcmfb与pmos管共模反馈偏置电路连接；所述电容c2的另一端、电容c1的另一端与反向器的输出端连接；所述mos管mp1的s极、mos管mp2的s极与电源连接。如图6所示，所述pmos管共模反馈偏置电路采用运算放大器、两个电阻，所述运算放大器的输出端产生共模反馈偏置电压，所述运算放大器的一端与基准电压连接，所述运算放大器的另一输入端与两个电阻的一端连接，所述两个电阻的另一端分别为两个差分输出端。即运算放大器的一端为输出端vcmfb，与图2中的相应vcmfb端连接，运算放大器的一输入端与基准电压vref连接，另一输入端与两个电阻r7、r8连接，电阻r7、r8的另一端分别为vop、von。从而形成差分输出vop和von通过电阻r1和电阻r2取共模电平，然后与基准电压vref进行比较，通过差分输入单端输出运放opa产生共模反馈偏置电压vcmfb，给pmos管提供合适的栅极偏置。如图7所示，所述nmos管的偏置电压采用恒定电流源、nmos管，所述nmos管的d极、g极与恒定电流源的一端连接，nmos管的s极接地，所述恒定电流源的另一端与电源连接。即恒定电流源的一端与电源连接，恒定电流i流经nmos管mn1,形成nmos管偏置产生电路，其中nmos管mn1的d极、g极与恒定电流源的另一端连接，并作为vbias输出端与图2中的vbias连接，所述nmos管mn1的s极接地。上述连接电路所产生的噪声抵消在于把输入匹配管引起的噪声经过一正一负两条增益路径的叠加进行抵消，从而实现较好的噪声系数。由此形成噪声抵消效果，具体结构需满足如下公式(1)：其中，gn1、gn2、gp1和gp2分别是管子mos管mn1、mos管mn2、mos管mp1和mos管mp2的跨导，vn2是管子mn2的等效输入噪声。因此，而形成可换算的低噪放的增益效果需满足如下公式(2)：av＝(2gn2+gp2)·(r2+r3)+(gn1+gp1)·r3公式(2)通过上述公式可以看出，电流复用充分利用了n管和p管的跨导，因此实现相同增益的情况下可以采用更小的负载电阻，这样就可以减小电路工作带宽对后级负载电容的敏感度。如图3所示，为传统的噪声抵消结构lna可能的电路拓扑结构电路图；其中vbias1和vbias2是由偏置网络产生的mn1和mn2的偏置电压，电容c是隔直电容，r1和r2是负载电阻，l1给mn2提供到地的直流路径，vin是单端输入信号，vout是差分输出信号。与传统的相比较，本发明运用反馈强化了输入匹配管对信号的放大作用，节约功耗，并通过大量电流复用，把pmos管的跨导利用起来，整体提升了输入跨导，有利于宽带设计，而且反馈电容提供了高频信号的正反馈路径。对低频信号而言影响可以忽略，对高频信号而言，可以减缓lna在高频时候的增益滚降,达到拓展高频带宽目的。如图4所示，为本发明与传统电路结构在cadence仿真验证平台下得到的增益的幅频特性的对比图，从中可发现本发明在200mhz～3ghz频段内增益波动小于3db。其中，实线代表本发明的仿真结果，虚线代表本发明去掉高频正反馈电容的仿真结果。由仿真结果可以看出，本发明提出的高频正反馈路径可以有效减缓高频时的增益滚降速度。如图5所示，为本发明的噪声系数仿真结果图。本发明在200mhz～3ghz整个频段噪声系数优于2.5db，性能优异，满足多种民用无线通信标准对射频前段的指标要求。以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本
技术领域：
的普通技术人员，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明保护范围内。当前第1页12