MISO系统中的改进反馈的制作方法

本发明涉及miso系统。更具体地，本发明涉及用于改进例如用于lte和/或wcdma(诸如，3g、4g、5g及更高版本)的常规miso系统的装置和方法。

缩写

3g、4g、5g第3代、第4代、第5代

3gpp第三代合作伙伴计划

aas有源天线系统

adc模拟-数字转换器

ads(是德科技的)高级设计系统

bw带宽

dac数字-模拟转换器

dc直流

dfe数字前端

dpd数字预失真

evm误差矢量幅度

fb反馈

hw硬件

lte长期演进

mimo多输入多输出

miso多输入单输出

nl非线性动态

ofdm正交频分复用

opex运营支出

pa功率放大器

rf射频

rfsw射频软件

rms均方根

sw软件

tx发射器

vswr电压驻波比

v2x车联网

wcdma宽带码分多址

wifi无线保真

背景技术：

无线电模块效率是无线电产品的关键值，因为其涉及：i)电费(opex-运营支出)；ii)无线电模块的体积/尺寸(操作效率越低，耗散的功率越大，散热器所需的尺寸就越大)；iii)能量损耗的水平(产品的绿色操作分类)。因此，使效率最大化是下一代无线电模块的关键目标之一。当今的大多数无线电模块采用高效率doherty放大器。针对未来的无线电，需要使用智能数字doherty架构来实现优化的doherty运算。

无线电模块的线性度是无线电产品的关键要求，以便满足由相应标准(例如，3gpp)和权威机构设置的频谱发射要求，并且以便维持直接影响系统容量的低误码率。针对某些应用，无线电模块线性度也是基于天线信号处理(即，分集/波束成形)的高容量系统的关键要求。在不增加对线性化技术的挑战，不增加无线电模块的hw/sw复杂度的情况下，实现高辐射的输出功率是很重要的。

定义：操作域

在本申请中，采用基带复合域作为操作领域。因此，本报告中所使用的所有信号和模型都以其有限带宽基带表示形式(即，不考虑高次谐波)给出。此外，所考虑的系统在其操作窗口中是可区分的。

定义：多重共线性

多重共线性是所提出的系统的属性，在所提出的系统中，它的模型的一些回归量是高度相关和内生的。结果，所估计的系数对标识数据集合或模型结构中的小变化高度敏感。多重共线性不会降低整个模型(黑盒子)在标识数据集合上的可靠性，但是它会影响所估计的单个回归量的贡献的有效性。换言之，所估计的模型系数不反映模型的独立变量或预测因子的单个贡献。

定义：miso系统

图1中示出了通用多输入单输出(miso)系统。它包括多个(k＞1)信号修改器1-1…1-k(诸如放大器)，其中每个信号修改器对相应的输入信号x1,…,xk应用相应的非线性函数和/或相应的动态函数。来自信号修改器1-1…1-k的输出由合并器2合并，以便获得输出信号y。

在操作中，miso系统可以是不同类型的，其特征在于它们的输入信号和输出合并器：

1.输入信号

a.同等/高度相关的

b.不相关的

2.输出合并器

a.隔离的(路径独立的)

b.非隔离的(路径互相耦合的)

不相关的信号是这样的信号，针对趋近于无穷大的大量样本(它们中的每一个的样本数目)来说，它们对彼此的投影的期望值趋向于0。例如，在实践中，不相关性可以通过确定至少100个样本(优选地多于500个样本，甚至更优选地多于1000个样本)对彼此的投影来证明。如果投影的归一化值小于0.2(优选地小于0.1，甚至更优选地小于0.01)，则两个信号被认为是不相关的。在此，如果两个信号是相同的，则投影的归一化值为1，并且如果它们是完全不相关的，则投影的归一化值为0。作为备选的或附加的准则，两个信号是不相关的意味着它们中的一个不能被建模为另一个的函数。

隔离的合并器可以是任何如下合并器：其输入端口之间的隔离优于-20db，更优选地大于-30db，并且还更优选地大于-40db…(非隔离的合并器是其输入端口之间的隔离在-20db到0db之间的任何合并器)。

在下文中，作为示例，为了简便起见，具有2个输入x1、x2的miso系统，2个输入x1、x2的路径(信号修改器1a-1、1a-2)的特征在于：多达3的奇数阶静态多项式参数模型f([f1,f3],x1)和g([g1,g3],x2)，如图2所示。在此，f1、f3、g1和g3是相应的静态多项式的参数。该方法和派生是有效的，并且可以被推广用于具有动态非线性模型行为(即，基于沃尔特拉的级数、分段广义记忆多项式近似)或它们的简化(静态线性的)的多个路径。不考虑来自单个路径的偏移或dc贡献。

与输出合并器隔离无关，输出信号可以被写为：

1.y＝f([f1,f3],x1)+g([g1,g3],x2)＝f1*x1+f3*x1*|x1|²+g1*x2+g3*x2*|x2|²

公式(1)在不同的隔离场景下是有效的：

a.隔离的输出合并器：f()和g()系统是独立的。因此，该公式始终有效；或者

b.非隔离的合并器：由于在输出处互相耦合，f()和g()系统影响彼此的行为；因此，分别由其行为模型参数(f1,f3)和(g1,g3)定义的系统f()和g()仅作为所标识的对并且只有系统f()和g()之间的相对关系保持的情况下是有效的。这适用于以下条件或条件场景：

1.系统f()和/或系统g()中的独立物理变化比标识/适配率慢；以及

2.输入x1和x2是相关的：

i.x1＝f(c,x2)，其中x2是没有限制的通用信号，并且c是表示模型f()的参数的复向量→条件:比标识/适配率慢；和/或

ii.z1＝f(e,x)并且z2＝g(d,x)，其中x是没有限制的通用信号，e是表示模型f()的参数的复向量，并且d是表示模型g()的参数的复向量。在dr/dt和ds/dt和de/dt和dd/dt慢于标识/适配率并且x的所有统计值在标识窗口期间被捕获的条件下，x1＝f(r,z1,z2)并且x2＝g(s,z1,z2)。

因此，如果条件1和2被满足，则针对场景b公式(1)是有效的。

在下文中，主要考虑具有满足上面的公式有效条件的多重共线性属性，并且关注输入信号的miso系统：

·x1＝c*x2，其中c是定义到miso系统的输入信号之间的线性关系的复系数，并且x2是没有限制的通用信号

公式(1)中描述的miso系统可以以矩阵形式写成：

2.

y：来自miso系统的测量输出

xi,j：输入信号xi的样本数目j(针对此示例，有i＝1、2并且j＝[1:n]个样本)

在最小二乘法中求解公式(2)以确定f1、f3、g1和g3需要对回归矩阵求逆

3.

在此，h＝[h1h2]，*表示复共轭，并且ra,b表示a和b的内积。xi是输入符号i的矢量符号(i是输入信号被估算的分支的索引)。

针对输入信号x1＝x和x2＝c*x，其中c是复标量，公式(3)被写为如图3所描述的公式(4)所示。

公式(4)可以被重写为公式(5)：

其中qi表示公式(4)中的矩阵的相应列。

从公式(4)和(5)中可以看到，回归矩阵的列q3和列q4分别与列q1和列q2高度相关。此外，h*h的行3和行4与行1和行2高度相关。结果，针对x1＝c*x2，因此回归系统(4)和miso系统(2)是多重共线性的、单一的并且针对参数系数(f1,f3)和(g1,g3)无法正确地求解。

图4示出了matlab示例，其示出了miso系统在多重共线性属性下的不良标识性能(nmse_estimation＝-1.2db)。

注意，在其回归量之间具有完全多重共线性的所提出的系统中，通过在系统的相关回归矩阵的主对角线上插入dc偏移的稳定技术对估计正确的参数系数没有帮助。

技术实现要素：

本发明的目的在于改进现有技术。

根据本发明的第一方面，提供了一种装置，包括：第一数目的输入端口，每个输入端口被适配为输入相应的输入信号，其中第一数目至少为2；第二数目的噪声生成器输出端口，每个噪声生成器输出端口对应于输入端口中的相应的不同的一个输入端口，并且被适配为提供相应的噪声，其中第二数目比第一数目少1或者等于第一数目；第二数目的混频器，每个混频器对应于噪声生成器输出端口中的相应的不同的一个噪声生成器输出端口，并且被适配为：将相应的输入信号与相应的噪声混频以生成相应的经混频的信号；第一数目的预失真器，每个预失真器对应于输入端口中的相应的不同的一个输入端口，并且被适配为：在噪声生成器输出端口中的一个噪声生成器输出端口对应于相应的输入端口的情况下，对相应的经混频的信号应用相应的初步预失真，并且在没有噪声生成器输出端口对应于相应的输入端口的情况下，对输入信号应用相应的初步预失真，以便获得相应的经预失真的信号；第一数目的信号路径，每个信号路径对应于输入端口中的相应的不同的一个输入端口，并且被适配为：修改相应的经预失真的信号，以便获得相应的经修改的信号；合并器，该合并器被适配为合并来自信号路径的经修改的信号，以便获得输出信号；贡献分离器，该贡献分离器被适配为：针对输入信号中的每个输入信号，从反馈信号中并且基于相应的噪声和相应的输入信号，分离出相应的输入信号对输出信号的贡献，其中反馈信号基于输出信号；确定器，该确定其被适配为：确定输入信号中的至少一个输入信号的相应的预失真，并且通过相应的所确定的预失真来代替相应的初步预失真，使得在所确定的相应的预失真被相应的预失真器应用于相应的经混频的信号或输入信号的情况下，相应的贡献将与预定义函数被应用到其上的相应的输入信号相对应，其中预定义函数为非线性和动态中的至少一个并且具有第三数目的预定义参数。

根据本发明的第二方面，提供了一种装置，包括：第一数目的输入端口，每个输入端口被适配为输入相应的输入信号，其中第一数目至少为2；第一数目的预失真器，每个预失真器对应于输入端口中的相应的不同的一个输入端口，并且被适配为：对相应的输入信号应用相应的初步预失真，以便获得相应的经预失真的信号；第二数目的噪声生成器输出端口，每个噪声生成器输出端口对应于输入端口中的相应的不同的一个输入端口，并且被适配为提供相应的噪声，其中第二数目比第一数目少1或者等于第一数目；第二数目的混频器，每个混频器对应于噪声生成器输出端口中的相应的不同的一个噪声生成器输出端口，并且被适配为：将相应的经预失真的信号与相应的噪声混频以生成相应的经混频的信号；第一数目的信号路径，每个信号路径对应于输入端口中的相应的不同的一个输入端口，并且被适配为：在没有混频器对应于相应的输入端口的情况下，修改相应的经预失真的信号，并且在混频器中的一个混频器对应于相应的输入端口的情况下，修改经混频的信号，以便获得相应的经修改的信号；合并器，该合并器被适配为合并来自信号路径的经修改的信号，以便获得输出信号；贡献分离器，该贡献分离器被适配为：针对输入信号中的每个输入信号，从反馈信号中并且基于相应的噪声和相应的输入信号，分离出相应的输入信号对输出信号的贡献，其中反馈信号基于输出信号；确定器，该确定器被适配为：确定输入信号中的至少一个输入信号的相应的预失真，并且通过相应的所确定的预失真来代替相应的初步预失真，使得在所确定的相应的预失真被相应的预失真器应用于相应的输入信号的情况下，相应的贡献将与预定义函数被应用到其上的相应的输入信号相对应，其中预定义函数为非线性和动态中的至少一个并且具有第三数目的预定义参数。

针对第一方面和第二方面中的每一方面的装置，可以应用以下中的一项或多项：

信号路径中的至少一个信号路径可以包括放大器。

确定器中的至少一个确定器可以被适配为：针对相应的输入信号，通过将预定义函数拟合到相应的贡献来确定预定义函数的第三数目的实际参数，并且通过利用第三数目的实际参数对预定义函数求逆来确定相应的预失真。

合并器可以是隔离的，或者合并器可以是非隔离的。

预定义函数可以是以下中的一个：二阶、或三阶、或四阶、或五阶或更高阶多项式，具有记忆的多项式，以及多项式和/或具有记忆的多项式的分段组合。

噪声生成器输出端口可以被适配为使得噪声中的每个噪声与噪声中的其他噪声中的每个噪声都不相关，或者被适配为使得噪声中的每个噪声基本上与噪声中的其他噪声中的每个噪声都不相关。

噪声中的每个噪声可以是随机噪声和脉冲噪声中的至少一个。

所确定的预失真可以调整一个输入信号的路径，该调整相对于输入信号中的另一输入信号的至少一个其他路径而进行。

合并器、贡献分离器以及确定器中的至少一个可以被实现为无源电路。

根据本发明的第三方面，提供了一种方法，包括：将相应的输入信号输入到第一数目的输入端口中，其中第一数目至少为2；在第二数目的噪声生成器输出端口处提供相应的噪声，其中每个噪声生成器输出端口对应于输入端口中的相应的不同的一个输入端口，并且第二数目比第一数目少1或者等于第一数目；将噪声中的每个噪声与相应的输入信号混频以生成相应的经混频的信号；对经混频的信号中的每个应用相应的初步预失真，并且在输入信号未与噪声中的任何噪声混频的情况下，对输入信号应用相应的初步预失真，以便获得经预失真的信号；将经预失真的信号中的每个经预失真的信号输入到相应的不同的信号路径中，信号路径被适配为修改相应的经预失真的信号，以便获得相应的经修改的信号；合并来自信号路径的经修改的信号，以便获得输出信号；针对输入信号中的每个输入信号，从反馈信号中并且基于相应的噪声和相应的输入信号，分离出相应的输入信号对输出信号的贡献，其中反馈信号基于输出信号；确定输入信号中的至少一个输入信号的相应的预失真，并且通过相应的所确定的预失真来代替相应的初步预失真，使得在所确定的相应的预失真被应用于相应的经混频的信号或输入信号的情况下，相应的贡献将与预定义函数被应用到其上的相应的输入信号相对应，其中预定义函数为非线性和动态中的至少一个并且具有第三数目的预定义参数。

根据本发明的第四方面，提供了一种方法，包括：将相应的输入信号输入到第一数目的输入端口中，其中第一数目至少为2；对输入信号中的每个输入信号应用相应的初步预失真，以便获得经预失真的信号；在第二数目的噪声生成器输出端口处提供相应的噪声，其中第二数目比第一数目少1或者等于第一数目，并且每个噪声生成器输出端口对应于输入端口中的不同的一个输入端口；将噪声中的每个噪声与相应的经预失真的信号混频以生成经混频的信号；将经混频的信号中的每个输入到相应的信号路径中，并且在经预失真的信号未与噪声中的任何噪声混频的情况下，将经预失真的信号输入到相应的信号路径中，其中信号路径中的每个信号路径被适配为分别修改相应的经混频的信号和相应的经预失真的信号，以便获得经修改的信号；合并来自信号路径的经修改的信号，以便获得输出信号；针对输入信号中的每个输入信号，从反馈信号中并且基于相应的噪声和相应的输入信号，分离出相应的输入信号对输出信号的贡献，其中反馈信号基于输出信号；确定输入信号中的至少一个输入信号的相应的预失真，并且通过相应的所确定的预失真来代替相应的初步预失真，使得在所确定的相应的预失真被应用于相应的输入信号的情况下，相应的贡献将与预定义函数被应用到其上的相应的输入信号相对应，其中预定义函数是非线性和动态中的至少一个并且具有第三数目的预定义参数。

针对第三方面和第四方面中的每一方面的方法，可以应用以下中的一项或多项：

信号路径中的至少一个信号路径可以包括放大器。

预失真中的至少一个预失真的确定可以包括：通过将预定义函数拟合到相应的贡献来确定预定义函数的第三数目的实际参数，并且通过利用第三数目的实际参数对预定义函数求逆来确定相应的预失真。

经修改的信号可以由隔离的合并器合并，或者经修改的信号可以由非隔离的合并器合并。

预定义函数可以是以下中的一个：二阶、或三阶、或四阶、或五阶或更高阶多项式，具有记忆的多项式，以及多项式和/或具有记忆的多项式的分段组合。

噪声中的每个噪声可以与噪声中的其他噪声中的每个噪声都不相关，或者噪声中的每个噪声可以基本上与噪声中的其他噪声中的每个噪声都不相关。

噪声中的每个噪声可以是随机噪声和脉冲噪声中的至少一个。

所确定的预失真可以调整一个输入信号的路径，该调整相对于输入信号中的另一输入信号的至少一个其他路径而进行。

输入信号中的至少两个输入信号可以是彼此相关的。

方法中的每一种方法可以是提供反馈的方法。

根据本发明的一些示例实施例，可以提供以下技术效果中的至少一项：

·简化的hw架构，该架构具有减少数目的输出接口、反馈网络和对rf开关及其控制的消除；

·由于更好的线性化和/或更好的相对行为操作和/或更好的有效操作而优化的rf性能；

·针对隔离的功率合成器和非隔离的功率合成器二者的提升的系统效率；

·实时优化的rf性能；

·处理样本到样本的变化、生产期间阵容的偏差以及由于操作条件中的偏差导致的变化的能力；

·通过使用合并输出的单作用标识来促进对操作条件中的快速和突然变化的反应和适应。传统上，由于时间限制，这是不可能的。

附图说明

通过一下结合附图对本发明的示例实施例的详细描述，进一步的细节、特征、目的和有点是显而易见的，附图中：

图1示出了传统的miso系统；

图2示出了具有两个输入路径的传统的miso系统；

图3示出了公式4；

图4示出了用于解决传统的miso系统的matlab示例；

图5示出了根据本发明的实施例的miso系统；

图6示出了公式6；

图7示出了公式7；

图8示出了公式8；

图9示出了公式9；

图10示出了公式10；

图11示出了根据本发明的示例实施例的matlab仿真；

图12比较了传统的miso系统(顶部)和根据本发明的示例实施例的miso系统(底部)；

图13示出了传统的miso架构的反馈架构；

图14示出了根据按照本发明的示例实施例的miso系统的反馈架构；

图15示出了根据本发明的示例实施例的miso系统；

图16示出了根据本发明的示例实施例的装置；

图17示出了根据本发明的示例实施例的方法；以及

图18示出了根据本发明的实施例的反馈架构。

具体实施方式

在下文中，参考附图详细描述了本发明的某些示例实施例，其中除非另有说明，否则示例实施例的特征可以彼此自由地合并。然而，应当清楚地理解，某些实施例的描述仅作为示例给出，并且决不旨在被理解为将本发明限制于所公开的细节。

此外，应当理解的是该装置被配置为执行对应的方法，尽管在某些情况下仅描述了该装置或者仅描述了该方法。

本发明的一些实施例针对以下具有高度相关性：使用诸如digitaldoherty或outphasing的高效架构的无线电模块；使用相干功率合并的无线电模块；以及基于多tx管道的无线电模块的线性化和架构设计。

本发明的一些实施例克服了所提出的具有线性相关的通用输入的miso系统的多重共线性属性，这将有助于标识和分开miso系统的每个分支的行为贡献。因此，实现了无线电模块的放大架构的简化和优化，如下面进一步详细描述的。

为了打破(3)-(5)中的相关矩阵系统的多重共线性属性，在miso系统的每个输入分支中与信息信号并行地传输不相关和低功率噪声模式，如图5所述。

根据图5，输入信号xi(i＝1,…,k；k≥2)在混频器50i中与相应的不相关噪声序列ni混频。噪声电平远小于最小信号电平，即：rms(n1),…,rms(nk)<<min(rms(xi))。

噪声生成器可以是任意的，只要确保添加到不同路径的噪声是基本上不相关的。优选地，噪声是完全不相关的。然而，由于确保完全不相关需要一些努力，因此与这些噪声序列中的任何噪声序列的自相关相比，不同噪声之间的相关性小于-10db、优选地小于-15db、更优选地小于-20db就足够了。作为另一选择，如果噪声彼此独立地生成，则可以实现基本上不相关。例如，在每个路径中，噪声可以通过将其相应的输入信号延迟任意延迟时间(并且降低其功率)而生成。而且，噪声可以通过分支中的每个分支的随机(或伪随机)信号序列上的相应的不同延迟而生成。(基本上)不相关的噪声可以由一个或多个噪声生成器生成。

噪声可以是白噪声(即，在频率上具有平坦的频谱)。备选地，噪声可以是频谱可塑的有色噪声。例如，有色噪声可以通过过滤白噪声而生成，例如以反映一些频谱发射掩码。

针对输入分支中的每个输入分支，噪声序列的带宽应当优选地大于相应信息信号xi的瞬时带宽。所有噪声序列的均方根功率小于或优选地远小于所有信号均方根功率的最小值(即，相对于信号电平＜-20dbc(优选地<-30dbc，更优选地<-40dbc))，原因如下：

a.不影响误差矢量幅度(evm)，从而不影响信息保真度；以及

b.不影响仅由激励信号触发的系统的非线性行为。

另一方面，添加的噪声序列应当具有最小均方根功率，该最小均方根功率足以在合理的时间内并且以足够的精度将添加噪声的信号彼此分开。因此，它应该优选地是所有信号均方根功率的最大值的至少1％，更优选地是最大值的至少5％，并且还更优选地是最大值的至少10％。

在信号路径51i中，相应的非线性函数nli和/或动态函数dynamici被应用于经混频的信号中的每个经混频的信号。来自信号路径的信号根据隔离水平在合并器52中被合并，合并器52可以是隔离的或非隔离的(参见上文)。

接收器53接收基于合并器52的输出的反馈信号。例如，反馈信号可以是合并器本身的输出、其分离部分、或者考虑到连接到合并器52的输出端口的传输线上的反射的反馈信号。如果标识器54被实现为数字电路，则接收器53可以将所接收的反馈信号转换成数字域(注意，信号路径51i和合并器52的至少部分属于模拟域，而输入信号xi和噪声序列ni通常是数字信号；为简单起见，在本图中省略了adc和dac的图示)。

如下面将进一步详细描述的，标识器54标识每个路径对反馈信号的贡献，并且确定可以被应用于输入信号xi中的一个输入信号的预失真(优选地，将针对输入信号中的每个输入信号确定相应的预失真)，以便确保相应的输入信号对合并器52的输出的贡献与预定义函数(反映nli和dynamici的某个行为)被应用到其上的输入信号相对应。

由于噪声序列插入，导致系统方程(1)的公式(3)被写为公式6，如图6中所示。在此，如上所述，h＝[h1h2]，*表示复共轭，并且rab表示a和b的内积。

针对x1＝x并且x2＝c*x，公式(6)得到公式7，如图7中所示。

另外，针对大量样本并且针对rms(ni)<<min(rms(xi)),ixi+nii²≈ixii²，其得到经简化的公式8，如图8中所示。

因此，相关矩阵h*h可以被重写为如图9中描述的公式9中所示，其中f1至f4被定义为如图10中描述的公式10中所示，并且其中qi,j从解释没有噪声添加的传统的miso系统的公式(4)和(5)中获得。

如由公式(9)和(10)所示，由于附加的噪声相关项，在相关回归矩阵的列之间或其行之间不存在线性相关。结果，有可能使用标准最小二乘解(拟合)来正确地求解(1)-(2)中描述的miso系统的参数系数(f1，f3)和(g1，g3)的线性方程组：

然后，每个管道的贡献可以被计算为：

其中公式(11)和(12)中的^表示相应的值是根据拟合而估计的。在特定情况下，甚至可以解析地求解miso系统的参数系数(f1，f3)和(g1，g3)的方程组。

据发明人所知，这是标识和近似满足公式(1)有效条件的通用miso系统的单个贡献的第一个封闭解。

图11示出了matlab示例，其示出了当使用噪声插入时，miso系统在多重共线性属性下的标识性能。nmse_estimation的低得多的值(-146.55db)示出了标识性能比没有添加噪声的传统情况(图4)好得多。

另外，针对具有两个输入分支的系统进行ads-matlab协同仿真，其中不相关的信号被输入到该两个输入分支中并由仅-6db隔离的合并器(非隔离的合并器)合并。基于输出信号(即，两个分支的经合并的信号)，计算输入分支中的每个输入分支对输出信号的贡献，并且使用上述公式(10)至(12)来确定相关参数f1、f2、g1、和g2。然后，适配分支中的一个分支的预失真以补偿该分支和合并器的失真，而保持其他分支不被改变。反极信号被输入到分支1和2中。具有对应适配的预失真的所得输出信号具有超过45db的消除，这表明路径1和2的信号分开是成功的。

基于该见解，本发明的实施例为例如rf相干功率合并提供了公共数字预失真反馈路径和优化的功率合并器。该解决方案可以优选地基于硬件。在这样的实施例中，合并器的输出处的反馈被测量，这允许标识和补偿线性化级(例如，dpd)中的输出合并器。在传统的解决方案中，这是不可能的，并且反馈被放置在输出合并器之前。

图12描绘了根据本发明的实施例的合并架构(顶部)并将其与传统架构(底部)进行比较。在传统架构中，在相应的pa之后，但在合并器之前获得反馈。来自两个路径的反馈由rf开关sw切换(复用)。因此，传统的接收器503和标识器504不需要将不同输入信号对输出信号的贡献分离。

与此相反，根据本发明的一些实施例，在合并器之后仅获得一个反馈。如上文所述，(由接收器53和标识器54，其可以对应于图5中的那些)分开不同路径的贡献。注意，接收器53和标识器54(即，在合并器52之后的组件，直到该组件确定适当的预失真为止)可以被完全或者部分地实现为无源电路，其不需要根据现有技术的开关。

因此，至少实现了以下优点：

·简化的hw架构，该架构具有减少数目的输出接口、反馈网络和对rf开关及其控制的消除

·在合并节点处的放大路径的估计和单个线性化，这优化了rf性能

·优化的无损功率合并架构(隔离的或非隔离的)的使用提升了系统效率

·通过使用合并输出的单作用标识来促进对操作条件中的快速和突然变化的反应和适应。传统上，由于反馈网络和接收器的时间复用，这是不可能的。

如果输入分支的数目增加，则在简化的硬件和软件架构方面的优势变得更加明显。

图13示出了根据具有四个输入分支的传统的miso架构的反馈架构。也就是说，图13没有示出完整的反馈路径，而是仅示出了如何从放大器的输出信号生成反馈接收器fbrx处的反馈信号。

传统上，反馈在它们被合并器合并之前从放大器的输出信号获得。因此，在当前情况下，获得每反馈类型的四个反馈。可能存在不止一种反馈类型，诸如dpdfb和vswrfb，两者均在图13中示出。

如图13中所示，一个反馈接收器在来自4个管道的8个反馈输入之间被时间复用。7个rf开关需要由rfsw基于在哪个管道中观察哪个功能而被控制。

·时间复用反馈接收器对无线电模块系统对于操作条件中的快速和严重变化的反应和适应时间施加了高限制，这可能导致偏离目标性能。

·使用过量的rf开关及其控制器增加了hw架构的复杂性，这与高集成设计趋势相矛盾，导致累积消耗的功率，这可能影响无线电模块效率，并且由于控制大量开关而增加了sw的复杂性。

这样的架构复杂性随着tx管道的数目加倍而加倍。因此，它为支持大规模mimo或高阶波束成形的未来产品带来了巨大的设计挑战。

此外，由于传输信号之间高度可能存在线性相关，因此不能执行在miso结构中合并若干反馈并立即测量它们以用于标识的目的。当标识合并的反馈时，这种线性相关导致高度多重共线性，这导致对反馈miso系统的各个分支的错误估计。因此，传统上，不可能分开输入分支的贡献。

图14示出了根据本发明的一些实施例的miso系统的对应的反馈架构。在图14中，输入x1到x4是对其添加了噪声序列的输入信号，如上所述。在该示例中，每种类型的反馈信号(dpd、vswr)由相应的合并器合并，并且反馈路径由单个开关sw在不同类型之间时间复用。也就是说，根据本发明的一些实施例，开关的数目从传统架构中的7个被减少到的1个。

在反馈接收器fbrx中，基于输入信号和已知的噪声序列，如上所述分离分支1至4的贡献。

注意，在图14的示例中，反馈信号的合并与放大器pa1至pa4的输出信号的合并分别进行，通过其获得miso系统的输出信号。因此，合并器可以被适当地适配于反馈信号和输出信号的不同信号电平。

根据本发明的一些实施例，通过估计合并节点处的主放大器和峰值放大器的单个贡献来改进数字doherty放大架构的自学习行为和性能。

doherty放大架构包括一个与峰值放大器并联的主放大器。输入信号被分离以驱动这两个放大器，并且合并网络对放大器的两个输出信号求和。即，在低信号电平的时段期间，主放大器有效地对信号进行操作，而峰值放大器被截止并且消耗少量的功率。在高信号电平的时段期间，取决于输入信号的电平，主放大器提供其最大功率，并且峰值放大器提供高达其最大功率。

通过估计合并器节点处的主的贡献和峰值的贡献，可以在操作期间优化传输信号之间的关系。因此，可以实现理想的合并并且因此实现最佳的rf性能和效率。此外，根据本发明的一些实施例的方法对于在生产和操作期间引起的并且可能极大地影响系统性能的非理想性是鲁棒的。在传统解决方案中，这样的标识和优化是不可能的。

在图15中呈现了具有噪声插入的数字doherty架构的通用框图。它基本上对应于图5和图12(底部)的那些，其中两个放大器是“主”和“峰值”，并且合并器是非隔离的。在图15中，虚线左边的部分是数字的，并且虚线右边的部分是模拟的。接收器53执行模拟数字转换。

与传统的数字doherty架构相比，该架构至少具有以下优势：

·对比单个放大器的频率和功率与整个doherty架构的频率和功率而实时优化的rf性能；

·处理样本到样本的变化、生产期间阵容的偏差以及由于操作条件中的偏差导致的变化的能力。由于主单个行为和峰值单个行为的在线标识和适应，这提高了产量并在使用期限内维持了性能。

在需要时放松线性化性能。即，它允许在即使没有doherty线性化器的情况下调节(主和峰值)放大器的单个行为来改进doherty输出的线性度。

对应的架构可以被应用于传统的异相架构。

如果miso系统具有m个输入分支，则根据本发明的一些实施例，相应的噪声被添加到m-1个分支或m个分支。在前一种情况中，从形式上看，没有噪声添加的分支接收“零噪声”，这与所有其他噪声完全不相关。

根据本发明的一些实施例，两种类型的噪声模式中的一种或两种可以与输入信号混频：随机噪声和脉冲噪声。它们中的每一种具有不同的特性，例如：

a.随机噪声

i.噪声带宽:bwsignal<bwnoise<bwdpd

ii.噪声赋形：具有均匀频谱的白噪声；频谱可塑的

iii.噪声均方根电平：相对于信号电平<-20dbc(优选地<-30dbc，更优选地<-40dbc)

iv.随机噪声对evm的影响应该是最小的

b.脉冲噪声

i.持续时间<<ofdm符号(例如，ofdm符号的持续时间的2％、5％或10％)

ii.在时域和频域中的位置位于miso分支之间的不同相对位置

iii.在最差的统计情况下，脉冲电平不应当增加信号峰均比。例如，脉冲电平不应该在98％的时间中增加信号峰均比(信号包络和脉冲之间的相干相加的最差统计情况应该＜2％)。在一些实施例中，考虑96％或99％的时间而不是98％的时间。

iv.脉冲噪声对evm的影响应该是最小的

根据本发明的一些实施例，反馈被永久地评估并且相应地适配线性化(预失真)。然而，在本发明的一些实施例中，反馈被不时地(周期性地)和/或基于事件(例如由于温度变化或者如果出现特定交通模式(诸如峰值))评估。

图16示出了根据本发明的示例实施例的装置。该装置可以是miso架构或其元件。图17示出了根据本发明的示例实施例的方法。根据图16的装置可以执行图17的方法，但不限于该方法。图17的方法可以由图16的装置执行，但不限于由该装置执行。

装置包括n(n≥2)个输入端口1610-1至1610-n、m(m＝n或者m＝n-1)个噪声生成器输出端口1620-1至1620-m、m个混频器1630-1至1630-m、n个预失真器1640-1至1640-n、n个信号路径1650-1至1650-n、合并器1660、贡献分离器1670、以及确定器1680。在以下描述中，如果描述适用于所有相应实体，则省略索引(分别为“-1”至“-n”以及“-m”)。

相应的输入信号被输入到每个输入端口1610中(s1610)。

噪声生成器输出端口1620提供不同的噪声，这些噪声优选地是不相关的或者基本上不相关的(s1620)。也就是说，上文中所讨论的条件应该优选地适用于噪声。噪声生成器输出端口1620提供的噪声可以由一个或多个噪声生成器生成。

混频器将相应的噪声与相应的输入信号混频(s1630)，即每个噪声与输入信号中的不同的一个输入信号混频。因此，生成经混频的信号。

经混频的信号和在输入信号中的一个输入信息没有与相应的噪声混频的情况下的该输入信号被各自输入到相应的预失真器1640中。预失真器分别对相应的经混频的信号和输入信号应用相应的初步预失真，以便获得相应的经预失真的信号(s1640)。预失真旨在使输出信号线性化。

在相应的信号路径1650上给出经预失真的信号。信号路径可以修改经预失真的信号(s1650)。例如，信号路径可以包括放大器、衰减器和移相器中的至少一个，其修改相应的经预失真的信号。

合并器1660合并来自信号路径的经修改的信号，以便获得输出信号(s1660)。合并器可以另外修改输出信号，例如由于合并处的失真。

从输出信号获得反馈信号(s1665)。例如，反馈信号可以与输出信号相同。反馈信号可以是dpd反馈或者vswr反馈。

贡献分离器(1670)基于相应的噪声和相应的输入信号，从输入信号中的每个输入信号的反馈信号分离输入信号对输出信号的相应的贡献(s1670)。为此，根据本发明的一些实施例的贡献分离器应用上文所述的算法。也就是说，贡献分离器尽可能接近地将噪声生成器、包括预失真器的信号路径以及合并器的模型拟合到实际输出信号，即，直到最小二乘的和小于预定义阈值(最小二乘准则)为止。

确定器1680确定输入信号中的至少一个输入信号的相应的预失真，并且通过所确定的预失真来代替相应的初步预失真(s1680)。预失真被确定使得在所确定的相应的预失真被应用于相应的输入信号的情况下，相应的贡献将(基本上)与预定义函数被应用到其上的相应的输入信号相对应。即，预失真被设置使得合并器1660的输出是如同信号路径1650和合并器1660(没有预失真器1640)几乎是理想的那样，其中如果输入信号被输入，则理想信号路径和理想合并器的组合将输出预定义函数被应用到其上的输入信号。预定义函数是非线性和动态中的至少一个，并且具有任意数目的预定义参数。

取决于实现或配置，确定器1690可以确定所确定的预失真，使得输入信号的贡献使得具有或不具有经混频的噪声的输入信号被输入到理想信号路径和理想合并器中。通常，这些确定的结果差别不大，因为噪声电平应该远小于信号电平(参见上文)。

在本发明的一些实施例中，噪声混频(s1630)和预失真(s1640)的顺序可以与上文描述的相反。即，在这些实施例中，首先对输入信号进行预失真，然后相应的噪声被混频到所有(或者除了一个之外的所有)经预失真的输入信号。经混频的信号(以及未被混频噪声的一个经预失真的信号，视情况而定)然后被输入到信号路径中。在这些实施例中，如前所述采用图16的装置和图17的方法的其余部分。

图18示出了根据本发明的实施例的反馈回路。图18对应于图5。此外，示出了预失真器551至55k。即，在每个输入分支中存在相应的预失真器。从图18中可以看出，标识器54的输出控制预失真器(通常：至少一个预失真器，尽管在图18的实施例中，所有预失真器都由标识器54控制)。也就是说，标识器54为每个输入分支确定相应的预失真(如上所述)，该相应的预失真被应用于与相应的噪声混频的输入信号。

注意，在上面的所有附图中，接收器53和标识器54一起是贡献分离器和确定器的示例，诸如贡献分离器1670和确定器1680。

特别是针对多重共线性系统描述了本发明的实施例，其中输入信号中的至少两个输入信号彼此是相关的。然而，本发明的实施例也可以应用于其他输入信号，即不相关的或部分相关的输入信号。

本发明的实施例可以应用于测量和评估来自管道内任何位置的反馈。具体而言，本发明可以用于测量和评估用于线性化、均衡、报警/保护、复杂图像抑制、阻抗匹配等的反馈。

本发明的实施例可以用于不同的无线电技术，诸如3gpp的3g、4g、5g网络、wifi网络、或v2x网络和/或用于相应的终端中。基站可以是相应技术的那些基站，诸如nodeb或enodeb或接入点。实施例可以应用于宏小区、中小区和/或小小区覆盖。相应地，终端可以是相应技术的那些终端，并且可以是例如移动电话、智能电话、膝上型电脑等。也就是说，本发明的实施例可以应用于所有具有高阶(≥2)多tx发射器的无线电模块，其中所传输信号的关系在基带中被数字地控制(例如，数字波束成形、mimo、tx分集、aas)。

网络元件、协议和方法的名称基于当前标准。在其他版本或其他技术中，这些网络元件和/或协议和/或方法的名称可以是不同的，只要它们提供相应的功能即可。

如果没有另外说明或者没有从上下文中明确指明，两个实体是不同的陈述表示它们执行不同的功能。这不一定表示它们基于不同的硬件。也就是说，本说明书中描述的实体中的每个实体可以基于不的同硬件，或者一些或所有实体可以基于相同的硬件。这不一定表示它们基于不同的软件。也就是说，本说明书中描述的实体中的每个实体可以基于不同的软件，或者一些或所有实体可以基于相同的软件。

根据以上描述，因此应当显而易见的是本发明的示例实施例提供了例如放大器(诸如，rf放大器)或其组件、实现该放大器的装置、或用于控制和/或操作该放大器的方法。

作为非限制性示例，对上述框、装置、系统、技术、部件、实体、单元、设备或方法中的任何一个的实现包括作为硬件、软件、固件、专用电路或逻辑、通用硬件或控制器或其他计算设备、虚拟机或其某种合并的实现。

应当注意，实施例的描述仅作为示例给出，并且在不脱离如由所附权利要求限定的本发明的范围的情况下可以进行各种修改。