宽带功率放大器和设计宽带功率放大器网络的方法与流程

背景技术：

在无线蜂窝通信中对高带宽的需求和高峰均功率比(papr)调制信号的应用引起了对宽带doherty功率放大器(pa)的强烈关注。dohertypa的高回退效率的益处表明它们是用于蜂窝基站应用的下一代高效功率放大器的主要候选者。

常规dohertypa使用负载调制概念来保持峰值和回退功率两者的高效率。然而，常规负载调制网络仅适用于窄带操作。因此，对可以同时支持宽带宽和高效率以满足下一代无线通信要求的dohertypa有显著需求。

然而，doherty功率放大器最重要的设计挑战之一是在回退功率时的窄带宽性能。实现了几种方法来克服回退功率时的窄带操作，在这些方法中，在回退功率和输出补偿阶段的阻抗变换比显著降低。降低的阻抗变换比有助于在一定程度上克服该问题，但随着频率从中心移动，仍然显示出阻抗实部在回退功率时发生显著变化。在输出阻抗补偿网络情形的情况下也观察到类似的特性，因此这些技术在实际应用中以回退功率时的低效率而告终。因此，实现如下宽带doherty功率放大器是非常有吸引力的：该宽带doherty功率放大器在回退功率时具有最小的阻抗实部变化，从而在宽频率范围内保持高效率。

图1示出了相关技术的doherty功率放大器，该doherty功率放大器包括3db功率分配器101，该3db功率分配器101后是主功率放大器102和辅助功率放大器103以及称为doherty组合器104的组合网络。主放大器和辅助放大器通常分别以ab类模式和c类模式偏置。而且，输出匹配网络(omn)105、106需要在主放大器和辅助放大器的输出端将这些pa的最佳负载与期望的最终负载值相匹配。doherty组合器用作为峰值和回退功率电平两者提供所需负载状态的负载调制网络。因此，对于具有高papr(通常为6dbpapr或更高)的信号来说，可以在一定功率范围内保持高效率。然而，由于λ/4阻抗转换器(inverter)zt107在回退时的固有窄带特性，因此，常规doherty组合网络仅适用于窄带(通常为1％-5％的相对带宽)操作。

图2a示出了回退功率电平时的等效连接，在该等效连接中，辅助放大器103处于表示理论上无限输出阻抗的断开状态。因此，辅助放大器103与doherty组合器104断开连接，如图2a中的部分202处所示。图2b示出了在部分203处的由[zm,bo]表示的doherty组合器阻抗响应(实部)。构成doherty组合器104的四分之一波长传输线路204和205的输入阻抗频率相关性的性质是由设计频率范围209内的频率响应曲线207给出的。理想情况下，为了设计dohertypa的宽带宽高效操作，阻抗[zm,bo]的实部需要在频率范围209内与频率无关，即应当是如虚线208所示的平坦曲线。然而，这在实践中实现起来是非常具有挑战性的。

图3示出了美国专利no.9,112,458中报道的相关技术，其中，通过引入补偿电路来实现宽带doherty功率放大器，该补偿电路被配置成与四分之一波长阻抗变换器的品质因数相比降低宽带正交波阻抗变换器的总品质因数。一般来说，损害任何系统的品质因数通常会增强带宽，但这会变得复杂。主要后果之一是增加了系统的损耗，特别是在效率是非常关键的功率放大器的情况下，任何低品质因数网络将会导致效率劣化，这将不适合下一代低成本节能无线系统。

因此，需要一种先进的doherty功率放大器架构，其具有宽带组合网络，同时在回退功率、小形状因数以及降低复杂性设计方面保持高效率。

技术实现要素：

一些实施方式基于这样的认识，即，具有阻抗平坦化网络的宽带功率放大器改进了doherty功率放大器的带宽和回退效率特性。所述宽带功率放大器包括：一组放大器，该组放大器并联连接以对来自放大器的输入端口的信号进行放大；匹配网络，该匹配网络被配置成将由所述放大器放大的信号与预定负载值匹配，所述匹配网络具有作为放大信号的频率在目标操作频率范围内的单调递减函数的第一阻抗频率响应；变换器网络，该变换器网络被配置成变换由所述匹配网络匹配的信号；以及阻抗平坦化网络，该阻抗平坦化网络具有作为所述放大信号的频率在所述目标操作频率范围内的单调递增函数的第二阻抗频率响应。

另一实施方式公开了一种用于设计具有阻抗平坦化网络的功率放大器的方法。所述方法包括以下步骤：设置并联连接的一组放大器以对来自放大器的输入端口的信号进行放大；将匹配网络设置成与放大器连接，其中，所述匹配网络被配置成将由所述放大器放大的信号与预定负载值匹配，并且所述匹配网络被配置成具有作为由所述放大器放大的信号的频率在目标操作频率范围内的单调递减函数的第一阻抗频率响应；将变换器网络设置成与所述匹配网络连接，其中，所述变换器网络被配置成变换由所述匹配网络匹配的信号；以及将阻抗平坦化网络设置成与所述变换器网络连接，其中，所述阻抗平坦化网络被配置成具有作为放大信号的频率在所述目标操作频率范围内的单调递增函数的第二阻抗频率响应。

另一实施方式公开了一种无线基站系统。所述无线基站系统包括：一组基带信号生成电路；传输变换器模块，该传输变换器模块被配置成从基带信号生成电路接收基带信号并将基带信号变换成根据预定传输频率的传输信号；宽带功率放大器，该宽带功率放大器被配置成对从所述传输变换器模块接收到的传输信号进行放大，其中，所述宽带功率放大器包括：一组放大器，该组放大器并联连接以对从放大器的输入端口接收到的所述传输信号进行放大；匹配网络，该匹配网络被配置成将由所述放大器放大的传输信号与预定负载值匹配，所述匹配网络具有作为传输信号的频率在目标操作频率范围内的单调递减函数的第一阻抗频率响应；变换器网络，该变换器网络被配置成变换由所述匹配网络匹配的传输信号；以及阻抗平坦化网络，该阻抗平坦化网络具有作为由所述变换器网络变换的传输信号的频率在所述目标操作频率范围内的单调递增函数的第二阻抗频率响应；以及具有天线的无线电信号传输天线模块，其中，所述无线电信号传输天线模块接收由所述宽带功率放大器放大的传输信号并经由所述天线将传输信号发射到空中。

附图说明

图1

图1示出了相关技术的doherty功率放大器。

图2a

图2a示出了doherty组合器网络在回退功率电平时的等效配置。

图2b

图2b示出了doherty组合器频率响应的输入阻抗在实际情况中与在宽带情况中的比较。

图3

图3示出了相关技术的宽带doherty功率放大器。

图4a

图4a示出了包括主放大器和输出匹配网络的放大器电路。

图4b

图4b示出了在zload_pull位置处获得的、图4a的放大器电路的阻抗频率响应。图4c

图4c示出了在zm,bo*位置处获得的、图4a的放大器电路的阻抗频率响应。

图5a

图5a示出了包括连接至四分之一波长阻抗变换器的阻抗平坦化网络的电路图。图5b

图5b示出了在图5a的zm,bo1位置处获得的阻抗平坦化网络的阻抗频率响应。图6

图6示出了包括阻抗平坦化网络的高频宽带doherty功率放大器的电路图。

图7

图7示出了用于实现阻抗平坦化网络的实施方式。

图8a

图8a示出了连接至四分之一波长阻抗变换器的阻抗平坦化电路。

图8b

图8b示出了图4c的输出匹配网络和连接至四分之一波长阻抗变换器的阻抗平坦化网络的阻抗频率响应。

图8c

图8c示出了通过合成阻抗平坦化网络和连接至主放大器的输出匹配网络而获得的阻抗频率响应的平坦化效果。

图9

图9示出了用于设计阻抗平坦化网络的方法的框图。

图10

图10示出了包括传输变换器模块和高频宽带doherty功率放大器的蜂窝基站系统，该高频宽带doherty功率放大器包括用于多频带传输的阻抗平坦化网络。

具体实施方式

下文参照附图对本发明的各种实施方式进行描述。应注意，附图未按比例绘制，在附图中，相似结构或功能的元件是由类似的附图标记表示的。还应注意，附图仅旨在便于描述本发明的具体实施方式。附图不旨在作为对本发明的穷举描述或作为对本发明的范围的限制。另外，结合本发明特定实施方式描述的方面不必局限于该实施方式，而是可以在本发明的任何其它实施方式中实践。

一些实施方式基于这样的认识：具有阻抗平坦化网络的宽带功率放大器改进了doherty功率放大器的带宽和回退效率特性。宽带功率放大器包括：一组放大器，该组放大器并联连接以对来自放大器的输入端口的信号进行放大；匹配网络，该匹配网络被配置成将由放大器放大的信号与预定负载值进行匹配，该匹配网络具有作为放大信号的频率在目标操作频率范围内的单调递减函数的第一阻抗频率响应；变换器网络，该变换器网络被配置成变换由匹配网络匹配的信号；以及阻抗平坦化网络，该阻抗平坦化网络具有作为放大信号的频率在目标操作频率范围内的单调递增函数的第二阻抗频率响应。

图4a示出了包括主放大器和输出匹配网络的放大器电路。图4b示出了在zload_pull位置402处获得的放大器电路的阻抗频率响应。图4c示出了在zm,bo*位置处获得的放大器电路的阻抗频率响应。

图4a-图4c示出了考虑主放大器及其典型频率响应曲线406的zload_pull402的实现，该曲线406具有实部[zload_pull]随着频率的增加而减小的行为(behaviour)。通常，该实部[zload_pull]406负载通过输出匹配网络(omn)403与回退阻抗实部[zm，bo]201匹配，并且405端子节点(terminalnode)处的总特性阻抗受406响应形状的影响。这种结果特性由zm,bo*404表示，并且频率响应被示为图4c中的频率响应曲线407。应注意，频率响应曲线407偏离了理想的回退负载状态408，由于这种不适当的阻抗匹配而限制了dohertypa的宽带操作，特别是在对应于目标操作频率范围内的f0-bw/2至f0+bw/2区域的边缘处。匹配网络403具有示出放大信号的频率在目标操作频率范围内的单调递减函数的阻抗频率响应。

因此，一些实施方式在doherty组合器中添加阻抗平坦化网络，以改善端子节点405处的回退负载状态408的特性并且提高整个带宽上的回退功率的效率。

图5a示出了包括连接至四分之一波长阻抗变换器的阻抗平坦化网络的电路图，并且图5b示出了在图5a的zm,bo1位置处获得的阻抗平坦化网络的阻抗频率响应。

图5a示出了连接至阻抗平坦化网络530的组合网络520的一部分。组合网络520与阻抗平坦化网络530一起起到在回退时的负载调制网络的作用。

图5b示出了实部阻抗的典型频率响应605。高效宽带doherty功率放大器的目标操作频率范围为从f0-bw/2到f0+bw/2。在这种情况下，阻抗zm,bo1的实部605是从λ/4阻抗转换器zt507的输入端口侧(zm,bo1601)到rf输出端口观察的。如在该图中看出的，阻抗zm,bo1605随着以频率f0为中心的、从f0-bw/2到f0+bw/2的目标操作频率范围内的频率单调递增。换句话说，阻抗平坦化网络530被设计成具有示出放大信号的频率在目标操作频率范围内单调递增的函数的阻抗频率响应。阻抗zm,bo1605在该频率范围内的递增对于校正上面讨论的阻抗zload_pull和zm,bo*的递减是有利的，并且可以高效率地提供dohery功率放大器的宽带响应。

图6示出了根据本发明一些实施方式的高效宽带doherty功率放大器500。高效宽带doherty功率放大器500包括rf输入端口；具有3db功率分配器501的功率分配器网络510；包括主放大器503、辅助放大器504以及将功率分配器网络510的输出端与辅助放大器504的输入端相连的λ/4传输线路z1502的放大器网络；包括输出匹配网络(omn)505和506的阻抗变换器网络；组合网络520；以及阻抗平坦化网络530。在这种情况下，组合网络520包括λ/4阻抗转换器zt507和λ/4阻抗转换器z2508。此外，功率放大器500可以设置在印刷电路板上。在一些实施方式中，阻抗平坦化网络可以形成在另一印刷电路板上。

rf信号从rf输入端口输入，并且由功率分配器网络510的3db功率分配器501根据功率比r1/2＝|s1|/|s2|的设计参数分成信号s1和信号s2，其中，|s1|表示信号s1的信号功率，并且|s2|表示信号s2的信号功率。从3db功率分配器501输出的信号s1被输入至主放大器503并以第一预设放大进行放大。已放大的信号s1输入至omn505并通过组合网络520的λ/4阻抗转换器zt507，然后作为信号s1'从λ/4阻抗转换器zt507输出。

在从3db功率分配器501输出后，信号s2通过λ/4传输线路z1502并输入至辅助放大器504。由辅助放大器504放大的信号s2被输入至输出匹配网络506并作为信号s2'输出。

信号s1'和s2'在节点509处组合，并作为信号s3输入至组合网络520的λ/4阻抗转换器z2508。信号s3通过λ/4阻抗转换器z2508转换并输入至阻抗平坦化网络530接着输出至rf输出端口。

根据本发明的实施方式，与传统宽带dohertypa架构相比，由于不需要使用复杂的校准或控制网络，因此阻抗平坦化网络的形状因数紧凑，所以本发明实施方式的新结构可以被设计得更小。这也有助于降低放大器的总体散热。

图7示出了根据本发明一些实施方式的、由电容器cc和电感器lc并联回路(tank)表达的阻抗平坦化网络530的示例。在这种情况下，电容器cc和电感器lc按并联配置连接。这两个参数之间的关系给出如下：

其中，ω0＝2πf0，f0＝中心rf频率。

在设计阻抗平坦化网络530时，可以将电容器cc和电感器lc的值选择成响应于频率2f0。在这种情况下，可以将电容器cc和电感器lc中的每一方选择成包括寄生阻抗，以使电路寄生现象被补偿并且使功率效率和频率响应范围最大。

换句话说，在一些实施方式中，阻抗平坦化网络530被配置成包括谐振器，该谐振器被选择成具有在宽带功率放大器的操作中心频率f0的二次谐波频率处的谐振频率。

阻抗平坦化网络530被设计成产生图4c的频率响应曲线407的相反特性，以使得所得性能接近图4c中用虚线指示的理想回退负载状态408。这使得能够实现dohertypa的宽带性能。

根据本发明的一些实施方式，在用于下一代无线通信的功率放大器的实现中可以实现成本降低。阻抗平坦化网络有助于提高dohertypa的带宽和回退效率。对于多频带操作来说，带宽增强使得可以使用单个功率放大器而不是若干功率放大器。这大大削减了pa的实现成本。另外，回退功率的效率提高减少了pa的热发散，这降低了设计散热器和冷却系统的成本。

图8a示出了根据本发明一些实施方式的回退负载调制网络800的简化图。图8b示出了回退负载调制网络800的频率响应。在这种情况下，辅助pa504按c类模式偏置，并且辅助pa504在回退功率区断开。因此，从辅助pa504到阻抗元件z2508的信号路径变为开路602，从而导致与整个配置断开连接。频率响应曲线803表示由主pa看到的在回退功率时的阻抗[z_m,bo1]的实部。

通常，rf频率下的pa是基于负载牵引结果设计的，以在输出功率要求内得到最大功率增加效率。如果仔细查看频率上的负载牵引阻抗特性；例如，功率放大器可以是基于氮化镓(gan)材料的晶体管(例如，gan高电子迁移率晶体管或gan材料基异质双极晶体管(hbt))。可以在cree,inc.公布的关于gan高电子迁移率晶体管的数据表cgh40010和cgh40025中看到一些参考例；这可以被解释为是因为rf功率晶体管的输出等效电路是输出通道电阻(在场效应晶体管的情况下为rds)与输出寄生电容(cout)之间的并联组合。而且，该网络的频率响应表明阻抗的实部在减小。

图8a-图8c示出了具有并联连接的l-c网络的所得配置和不同节点处的频率响应。将l-c网络与dohertypa架构的其余部分包括在一起可以在节点801处产生适合于宽带dohertypa的恰当操作的独特阻抗特性。首先，该阻抗平坦化网络通过在二次谐波处产生高阻抗状态来产生实部[z_m,bo1]关于中心频率的增益变化。因此，在连接阻抗平坦化网络之前，实部[z_m,bo1]的特性是频率响应803，而在包括阻抗平坦化网络之后，则开始将实部[z_m,bo*]404从f0-bw/2下拉至f0并将实部[z_m,bo*]从f0上拉至f0+bw/2。实部[z_m,bo1]的合成特性被示为图8c中的频率响应曲线804。根据本发明的实施方式，频率响应曲线804的波动可以在f0-bw/2与f0+bw/2之间的目标操作频率范围内被控制在阈值805中。应注意，频率响应曲线804在f0-bw/2至f0+bw/2的目标操作频率范围内基本上是常数。

由于此时回退下的实部[z_m,bo1]与整个带宽中的频率相关性较小，因此，所实现的dohertypa展示宽带性能。其次，还有助于补偿节点801处的电抗部分。通常，任何装置的输出阻抗都是电容或负电抗，并且该电抗可以匹配至适当的值，以从dohertypa中提取最大功率增加效率。在实践中，具有单级/多级的匹配网络通常被用于匹配电抗部分，但在这种情况下，阻抗平坦化网络能够通过选择适当的电容器值和电感器值来根据需要补偿该电抗部分，从而提高总体效率。

根据一些实施方式，阻抗平坦化网络530的组件可以被选择成使得第一阻抗频率响应与第二阻抗频率响应的组合中的频率的波动小于图8c所示的阈值805。换句话说，匹配网络505和阻抗平坦化网络530的组合的频率响应在f0-bw/2至f0+bw/2的目标操作频率范围内基本上是常数。

如上所述，阻抗平坦化网络530包括谐振器，该谐振器被选择成具有在宽带功率放大器的操作中心频率f0的二次谐波频率2f0处的谐振频率，并且应注意，目标操作频率范围内的频率f0+bw/2被选择为等于或小于二次谐波频率2f0。

此外，阻抗平坦化网络503连接在变换器网络520与功率放大器500的输出端口之间。另外，变换器网络520包括如图6所示的四分之一波长传输阻抗变换器。

在一些实施方式中，阻抗平坦化网络530可以被设计成包括谐振器，该谐振器具有并联的电感l和电容cc，其中，该谐振器被选择成具有在宽带功率放大器500的操作中心频率f0的二次谐波频率处的谐振频率。在这种情况下，电容c可以由电极的气隙或可变电容器形成。此外，电容c可以由微机电系统(mems)的电容器形成。

图9示出了用于设计阻抗平坦化网络的方法的框图。在步骤t1中确定操作频率范围之后，在步骤t2中计算二次谐波中心频率。在步骤t3中，针对预定中心频率，确定阻抗平坦化网络的元件值l和c。在步骤t4中，分别对值l和c中的每一者进行调谐，以获得从主放大器看到的有关阻抗的最小频率变化。

在一些实施方式中，设计宽带功率放大器网络的方法包括以下步骤：设置并联连接的一组放大器以放大来自放大器的输入端口的信号；将匹配网络设置成与放大器连接，其中，匹配网络被配置成将放大器放大的信号与预定负载值匹配，并且匹配网络被配置成具有作为放大器放大的信号的频率在目标操作频率范围内的单调递减函数的第一阻抗频率响应；将变换器网络设置成与匹配网络连接，其中，变换器网络被配置成变换由匹配网络匹配的信号；以及将阻抗平坦化网络设置成与变换器网络连接，其中，阻抗平坦化网络被配置成具有作为放大信号的频率在目标操作频率范围内单调递增的函数的第二阻抗频率响应。

图10示出了包括传输变换器模块和包括阻抗平坦化网络的高频宽带doherty功率放大器的rf基站系统900。

rf基站系统900包括基带信号生成器940。每个基带信号生成器940都连接至传输变换器模块950。传输变换器模块950生成具有不同频率的基带信号940的rf信号#1～n，并将rf信号发射至具有阻抗平坦化网络530的rf功率放大器电路960。在接收到rf信号后，rf功率放大器电路960放大rf信号并经由天线970发射到空中。根据本发明的一些实施方式，基带信号940的rf信号#1～n针对预定频率范围进行有效放大。

在一些实施方式中，无线基站系统包括：一组基带信号生成电路；传输变换器模块，该传输变换器模块被配置成从基带信号生成电路接收基带信号并将基带信号变换成根据预定传输频率的传输信号；宽带功率放大器，该宽带功率放大器被配置成放大从传输变换器模块接收到的传输信号，其中，宽带功率放大器包括：用于对从放大器的输入端口接收到的传输信号进行放大的并联连接的一组放大器；匹配网络，该匹配网络被配置成将放大器放大的传输信号与预定负载值匹配，该匹配网络具有作为传输信号的频率在目标操作频率范围内的单调递减函数的第一阻抗频率响应；变换器网络，该变换器网络被配置成变换由匹配网络匹配的传输信号；阻抗平坦化网络，该阻抗平坦化网络具有作为由变换器网络变换的传输信号的频率在目标操作频率范围内的单调递增函数的第二阻抗频率响应；以及具有天线的无线电信号传输天线模块，其中，该无线电信号传输天线模块接收由宽带功率放大器放大的传输信号并经由天线将传输信号发射到空中。

本发明的上述实施方式可以按许多方式中的任一种方式来实现。例如，所述实施方式可以利用硬件、软件或其组合来实现。当按软件来实现时，无论软件代码是设置在单个计算机中还是在多个计算机当中分布的，都可以在任何合适的处理器或处理器集合上执行该软件代码。这种处理器可以被实现为集成电路，其中在集成电路组件中具有一个或更多个处理器。然而，处理器可以是利用采用任何合适格式的电路来实现的。

而且，本发明的实施方式可以被具体实施为已经提供了示例的方法。作为所述方法的一部分执行的动作可以按任何合适方式进行排序。因此，即使在例示性实施方式中被示出为顺序动作，也可以构造按与所例示的次序不同的次序来执行动作的实施方式，该实施方式可以包括同时执行一些动作。

在权利要求中使用诸如“第一”、“第二”的普通术语来修改权利要求元件不独立地暗示一个权利要求元件的任何优先级、优先权或次序超过执行方法动作的另一次序或临时次序，而是仅仅被用作用于将具有特定名称的一个权利要求元件与具有相同名称(但供普通术语使用)的另一元件进行区分的标记，以区分这些权利要求元件。