本发明涉及led领域，更具体的说，它涉及基于远程控制的大功率led系统。
背景技术：
led作为新的光源，它每瓦的光通量和寿命都比传统荧光灯管和白炽灯都要高，所以led光源必将取代传统的光源。在led照明设备中除了有led光源外还有一个非常重要的组成部分——led驱动器，但是现有的大功率led驱动器成本较高，体积较大，不适合集成在一个电路芯片里，并且效率过低，能耗过大，在成本和体积较传统光源都没有任何的优势。
技术实现要素：
本发明克服了现有技术的不足，提供了一种电路简单，模块化设计，成本较低的基于远程控制的大功率led系统，本发明的技术方案如下：
基于远程控制的大功率led系统，包括emi整流滤波模块、有源功率因数校正模块、llc谐振模块、降压式变换模块和反馈控制模块；emi整流滤波模块与反馈控制模块电性连接，emi整流滤波模块、llc谐振模块、反馈控制模块与有源功率因数校正模块电性连接，降压式变换模块、反馈控制模块与llc谐振模块电性连接；emi整流滤波模块将电压波形转换成类似馒头形的电压波形图，有源功率因数校正模块接收emi整流滤波模块传输的电压波形图，并转换输出为定值电压，llc谐振模块将定值电压转换为降压式变换模块运行需要的恒定电压，电压波形图、定值电压和恒定电压都由反馈控制模块进行实时反馈，该反馈供有源功率因数校正模块、llc谐振模块进行输出调整。
进一步的，有源功率因数校正模块包括电感器l1，二极管d2和控制芯片u1；控制芯片u1的d引脚与电感l1的一端、二极管d2的阳极连接，二极管d2的阴极与二极管d1的阴极连接，二极管d2的阳极与电源输入端的整流桥电路的一端连接，二极管d1是旁路二极管，用来充电、串行通信以预防在刚开机时谐振的发生；控制芯片u1提供控制信号，其v引脚与电阻r2的一端、电容c4的一端连接，电阻r2以检测电源的整流交流输入电压，电容c4以消除信号上的噪声；二极管d2的阴极与电阻r1的一端连接，且电阻r1，电阻r3、电阻r7、电阻r9和电阻r10串联组成分频网络用于缩放输出电压并向控制芯片u1提供反馈；电阻r3并联电容c1，且电阻r3与电阻r10连接的一端与电阻r4的一端连接，电阻r4的另一端与晶体管q1的栅极连接，晶体管q1的源极与晶体管q2的源极、电阻r5的一端、电阻r6的一端、电阻r8的一端连接，电阻r5的另一端与电阻r10的另一端连接，电阻r6与电容c6串联，电阻r8的另一端与控制芯片u1的fb引脚、电容c7的一端连接，电阻r7和电阻r9连接的一端与晶体管q2的栅极连接，电阻r9的另一端、电容c6的另一端、电容c7的另一端、电容c4的另一端、电容c5的一端、晶体管q2的漏极与控制芯片u1的g引脚连接，控制芯片u1的vcc引脚与电容c5的另一端、晶体管q1的漏极连接；电阻r2的另一端与电容c3的一端、电感l1的另一端相连接，电容c3的另一端与整流桥电路的其中一端极性电容的阴极相连接，极性电容的阳极与电阻r1的一端连接。
进一步的，电阻r2选择两个2mω串联的碳膜电阻，电容c4选择100nf耐压50v的贴片电容，电阻r1、电阻r10、电阻r7和电阻r9分别为4mω、2.2kω、2.2kω、57.6kω，电容c1选择耐压200v容值100nf的薄膜电容，电阻r8和电容c7分别选择10ω电阻和10nf电容，电阻r6选择3kω，电容c6选择4.7uf，晶体管q1和q2分别选择40v的mmbt4401的npn管和mmbt4403的pnp管。
进一步的，控制芯片u1的vcc引脚与反激式辅助电源电路连接，所述反激式辅助电源电路包括变压器t1-1、晶体管q1-1和稳压二极管vr1-1；变压器t1-1的输入端与控制芯片u1-2的d引脚连接，变压器t1-1的输出端的一端与二极管d1-1的阳极相连接，二极管d1-1的阴极与极性电容c2的阳极、电阻r1-2的一端、电阻r1-3的一端和电容c1-4的一端连接，电阻r1-2的另一端与晶体管q1-1的源极连接，晶体管q1-1的栅极与电容c1-3的一端、电阻r1-3的另一端、稳压二极管vr1-1的阴极连接，晶体管q1-1的漏极与电容c1-3的另一端控制芯片u1-2的fb引脚连接；变压器输出端的另一端与电容c1-2的另一端、稳压二极管vr1-1的阳极、电容c1-4的另一端、控制芯片u1-2的s引脚、电容c1-1的一端连接，电容c1-1的另一端与控制芯片u1-2的bp引脚连接。
进一步的，llc谐振模块包括内置两个mosfet的控制芯片u2-1、电容c2-2、变压器次级绕组na、辅助二极管和变压器次级侧的开关qa，辅助二极管包括二极管da1和二极管da2；变压器t2-1的变压器次级绕组na和变压器主级绕组ns都连接有二极管，其中变压器次级绕组na的两个端分别连接二极管da1和二极管da2的阳极，二极管da1和二极管da2的阴极与变压器次级侧的开关qa的一端连接，变压器次级侧的开关qa的另一端与变压器主级绕组ns连接的二极管的阳极、电容c2-3的一端连接，电容c2-3的另一端与变压器t2-1的一端、llc反馈电路的一端连接；llc反馈电路的另一端与控制芯片u2-1的fb引脚、电容c2-4的一端连接，控制芯片u2-1的dt/bf引脚与电阻r2-2的一端连接，电阻r2-2的另一端与电阻r2-4的一端、控制芯片u2-1的vref引脚连接，用来设置死区时间、启动时的最大频率和突发阈值频率；控制芯片u2-1的g引脚与电容c2-4的另一端、电阻r2-4的另一端、电阻r2-3的一端连接，控制芯片u2-1的ov/uv引脚与电阻r2-3的另一端、电阻r2-1的一端连接，控制芯片u2-1的d引脚与电阻r2-1的另一端连接，控制芯片u2-1的vcc引脚与二极管d2-1的阳极连接，二极管d2-1的阴极与控制芯片u2-1的vcch引脚、电容c2-1的一端连接，电容c2-1的另一端与控制芯片u2-1的hb引脚、电容c2-2的一端连接，电容c2-2的另一端与变压器t2-1的其中一端连接，变压器t2-1的其中另一端与控制芯片u2-1的is引脚、电阻r2-5的一端连接，电阻r2-5的另一端与控制芯片u2-1的s1/s2引脚连接。
进一步的，llc反馈电路包括光电隔离器ub、电阻ropto；光电隔离器ub的一端与二极管dk的阳极、电阻rload的一端连接，二极管dk的阴极与电阻ropto的一端连接，电阻ropto的另一端与电阻rstart的一端、电容cfb的一端连接，电容cfb的另一端与电阻rload的另一端连接，电阻rstart的另一端与电阻rfmin的一端、有极性电容cstart的阴极连接，有极性电容cstart的阳极与电阻rfmin的另一端、光电隔离器ub的另一端连接。
进一步的，所述电阻r2-1选择2.9mω、电阻r2-3选择20kω，电阻ropto选择1.2kω，电容cfb选择4.7nf，电阻rload选择4.7kω。
进一步的，降压式变换模块包括控制芯片u3-1、电阻r3-1、电阻r3-2和led灯；控制芯片u3-1的第4、5引脚之间连接电阻r3-1，控制芯片u3-1的第4引脚与电阻r3-2的一端接地，控制芯片u3-1的第3引脚与电阻r3-2的另一端连接，控制芯片u3-1的第1、2引脚之间连接电容c3-1，且控制芯片u3-1的第2引脚接地，控制芯片u3-1的第6引脚与pwm驱动器连接，控制芯片u3-1的第7引脚与电感l3-1的一端、二极管d3-1的阳极连接，控制芯片u3-1的第8引脚与二极管d3-1的阴极、led灯的一端、电容c3-2的一端连接，电容c3-2的另一端接地，led灯的另一端与电感l3-1的另一端连接。
进一步的，电阻r3-1决定开关频率，其关系公式如下：
其中r为电阻r3-1，f为开关频率；开关频率的取值范围250khz-1mhz，所以电阻r3-1的阻值为20kω；
电阻r3-2决定设置流过led灯的电流大小，其关系公式如下：
其中r3-2为电阻r3-2的阻值，iled为led灯的电流大小，因电流的大小的范围为350ma<iled<1a，所以电阻r3-2选择3.2kω。
本发明相比现有技术优点在于：
本发明采用“pfc+hbr”的两级拓扑结构，本发明在后阶段电压提供给最后一级的四路并联的buck电路，这四路buck电路的芯片是带有调光引脚，可以调节输出的平均电流的大小。buck芯片上的dim引脚的信号通过单片机来提供，单片机可通过无线接收移动端上的指令，输出不同的占空比信号提供给buck芯片，实现手机控制四路的智能调光功能，所以后级并接上四路可调电流大小的buck电路，buck电路的输出电流的平均值受单片机与wi-fi模块组成的智能模块控制。本发明的pfc电路实现了响应时间来改善负载瞬态响应，且工作频率跨越范围大，有很好的兼容性。
本发明提出了一种采用辅助电路进行保持时间补偿的llc串联谐振变换电路。通过使用辅助保持时间补偿电路，可以在需要保持输出电压时获得较高的增益，且在正常工作模式下，可以提高转换效率。llc谐振变换电路通过宽输入电压范围，以减少电容前级pfc的电容的体积。
本发明的调光电路采用可调光的buck电路，并采用wi-fi模块与单片机结合的智能控制模块。四路并联的buck电路分别给rgbw-led串提供恒定的电流，每路buck电路都能单独实现调光功能。便于用户可以通过使用手机移动终端就能对rgbw-led实现调光调色的功能。
附图说明
图1为本发明基于远程控制的大功率led系统有源功率因数校正模块原理图；
图2为本发明基于远程控制的大功率led系统反激式辅助电源电路原理图；
图3为本发明基于远程控制的大功率led系统llc谐振模块电路图；
图4为本发明基于远程控制的大功率led系统llc反馈电路图；
图5为本发明基于远程控制的大功率led系统降压式变换模块电路图；
图6为llc典型增益曲线(k＝5)；
图7为llc不同k值下的增益；
图8为lcc电路的原理图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式对本发明进一步说明。
如图1至图7所示，基于远程控制的大功率led系统，包括emi整流滤波模块、有源功率因数校正模块、llc谐振模块、降压式变换模块和反馈控制模块。emi整流滤波模块与反馈控制模块电性连接，emi整流滤波模块、llc谐振模块、反馈控制模块与有源功率因数校正模块电性连接，降压式变换模块、反馈控制模块与llc谐振模块电性连接。emi整流滤波模块将电压波形转换成类似馒头形的电压波形图，频率为100hz,有源功率因数校正模块接收emi整流滤波模块传输的电压波形图，并转换输出为定值电压，定值电压为385v。llc谐振模块将定值电压转换为降压式变换模块运行需要的恒定电压，该恒定电压可调制成48v，电压波形图、定值电压和恒定电压都由反馈控制模块进行实时反馈，该反馈供有源功率因数校正模块、llc谐振模块进行输出调整。在本发明的技术方案中，led恒压驱动可以达到以下效果：输入电压正常220v，最大265v，最小90v；输入电压频率正常50hz，最大53hz，最小47hz；输入电流范围0-1800ma，正常输入时750ma；功率因素在20％-80％负载时不小于0.9，电路效率在80％-100％负载时大于90％；输出电压48v，输出电流最大3.5a，正常在0-3.125a之间；满载时的输出功率高于150w。
作为优选的，有源功率因数校正模块包括电感器l1，二极管d2和控制芯片u1。所述控制芯片u1的d引脚与电感l1的一端、二极管d2的阳极连接，二极管d2的阴极与二极管d1的阴极连接，二极管d2的阳极与电源输入端的整流桥电路的一端连接，二极管d1是旁路二极管，用来充电、串行通信以预防在刚开机时谐振的发生。控制芯片u1提供控制信号，其v引脚与电阻r2的一端、电容c4的一端连接，电阻r2以检测电源的整流交流输入电压，电容c4以消除信号上的噪声。二极管d2的阴极与电阻r1的一端连接，且电阻r1，电阻r3、电阻r7、电阻r9和电阻r10串联组成分频网络用于缩放输出电压并向控制芯片u1提供反馈。电阻r3并联电容c1，且电阻r3与电阻r10连接的一端与电阻r4的一端连接，电阻r4的另一端与晶体管q1的栅极连接，晶体管q1的源极与晶体管q2的源极、电阻r5的一端、电阻r6的一端、电阻r8的一端连接，电阻r5的另一端与电阻r10的另一端连接，电阻r6与电容c6串联，电阻r8的另一端与控制芯片u1的fb引脚、电容c7的一端连接，电阻r7和电阻r9连接的一端与晶体管q2的栅极连接，电阻r9的另一端、电容c6的另一端、电容c7的另一端、电容c4的另一端、电容c5的一端、晶体管q2的漏极与控制芯片u1的g引脚连接，控制芯片u1的vcc引脚与电容c5的另一端、晶体管q1的漏极连接。电阻r2的另一端与电容c3的一端、电感l1的另一端相连接，电容c3的另一端与整流桥电路的其中一端极性电容的阴极相连接，极性电容的阳极与电阻r1的一端连接。电阻r2与电压监视引脚v相连用来检测电源的整流交流输入电压，电容c4可以消除引脚上的任何噪声。电阻r2两端的电压非常高，所以要选择两个2mω串联的碳膜电阻，c4选择100nf耐压50v的贴片电容。要确保在额定输出385v的电压下在反馈引脚(fb)上提供6v的电阻分压网络。由电阻r1、r10、r7和r9组成的分频网络用来向u1提供反馈，它们的取值分别为4mω、2.2kω、2.2kω、57.6kω。电容器c1是一种软启动电容器，可在启动时降低输出电压过冲，所以选择耐压200v容值100nf的薄膜电容。电阻r8和电容器c7形成一个低通滤波器，以滤除耦合到fb引脚中的任何开关噪声，本方案的r8和c7分别选择10ω电阻和10nf电容。r6和电容器c6是环路补偿网络，其引入了定制环路响应所需的低频零点，为确保低交叉频率和足够的相位裕度，本方案r6选择3kω的电阻，c6选择4.7uf的电容。q1和q2在线性反馈中的作用是当输出电压发生快速变化时，q1和q2瞬间导通，以快速校正反馈引脚电压，从而帮助u1响应输出电压的变化。由于供电的电压12v和电流的都比较小，选择40v的mmbt4401的npn管和mmbt4403的pnp管。其中，在输出端设置输出电容copfc，取值可以选择100uf的电解电容。此时输出的电压纹波的大小可以由下面的公式可以得出。
其中，po是pfc输出的功率(以瓦为单位)；f的频率为交流频率50hz，高频输出的纹波与交流频率相比可以忽略；vout(max)是pfc在标称下的输出电压为385v；此时输出的电压纹波为12.5v的电压，满足要求。因此，选择高频低阻的日本黑金刚电解电容，它的规格是450v、100uf，并且体积为18mm×25mm，与传统的大功率led驱动pfc输出电容的体积25mm×30mm相比，它的体积减小了将近一倍左右。
作为优选的，电感l1的参数选择，兼顾以下两个要求：一是电感在最大电流时避免磁通饱和，二是最大电流发生在输入电压最低，输出功率最大的时候。首先，得到输出的最大电流iimax，最大输入电流发生在最小输入电压90vac下，pfc的效率为95％发生由公式可以得到出最大电流为1.7a。
po为pfc输出的功率；η为pfc的效率系数。
在最小输入电压的情况下，此时的占空比为最大的占空比dpmax，其中uimin是输入最小电压，它的峰值电压为126v，uo为标准输出电压385v，通过公式得到出最大占空比为0.67。
由于pfc的控制芯片采用恒定伏秒/安秒控制，所以它的输出平均频率是可变的，在输入电压90vac时的平均频率大约为50khz。由于电感方程可以得出电感l的得到方程，一般情况下，连续导通模式的电感电流中的纹波由电流纹波率r确定，电流纹波率取为0.4是最优的取值，所以电感的纹波电流由公式(1.4)得出0.95a。由公式(1.5)得到出电感的值为1.8mh。
r为电流纹波率；iimax为最大输出电流；△i为电感的纹波电流；uimin为输入最小电压；ton为导通时间；dpmax为最大的占空比；f为交流频率；
为了避免磁通饱和，选择具有高饱和磁感应强度的铁硅铝环形磁芯。与带间隙的铁氧体磁芯相比铁硅铝环形磁芯不会发生边缘损耗，并且温度变化磁通量也保持相对恒定。通过电感量和输入电流的大小考虑，使用27mm的铁硅铝环磁环，用直径为0.64mm的漆包线紧密环绕120圈左右，能得到符合要求的1.8mh的电感。
作为优选的，控制芯片u1的vcc引脚与反激式辅助电源电路连接，所述反激式辅助电源电路包括变压器t1-1、晶体管q1-1和稳压二极管vr1-1。变压器t1-1的输入端与控制芯片u1-2的d引脚连接，变压器t1-1的输出端的一端与二极管d1-1的阳极相连接，二极管d1-1的阴极与极性电容c2的阳极、电阻r1-2的一端、电阻r1-3的一端和电容c1-4的一端连接，电阻r1-2的另一端与晶体管q1-1的源极连接，晶体管q1-1的栅极与电容c1-3的一端、电阻r1-3的另一端、稳压二极管vr1-1的阴极连接，晶体管q1-1的漏极与电容c1-3的另一端控制芯片u1-2的fb引脚连接。变压器输出端的另一端与电容c1-2的另一端、稳压二极管vr1-1的阳极、电容c1-4的另一端、控制芯片u1-2的s引脚、电容c1-1的一端连接，电容c1-1的另一端与控制芯片u1-2的bp引脚连接。该反激采用一个pnp管和一个12v的稳压管vr1构成反馈电路，当输出电压大于12v时，pnp管此时导通，此时大于49μa的电流输入fb引脚，pnp起调节电压的作用。采用这种反馈控制方式，确保了电压的最大值无法超过控制芯片u1的vcc的引脚最大值13.4v。
作为优选的，llc谐振模块包括内置两个mosfet的控制芯片u2-1、电容c2-2、变压器次级绕组na、辅助二极管和变压器次级侧的开关qa，辅助二极管包括二极管da1和二极管da2。变压器t2-1的变压器次级绕组na和变压器主级绕组ns都连接有二极管，其中变压器次级绕组na的两个端分别连接二极管da1和二极管da2的阳极，二极管da1和二极管da2的阴极与变压器次级侧的开关qa的一端连接，变压器次级侧的开关qa的另一端与变压器主级绕组ns连接的二极管的阳极、电容c2-3的一端连接，电容c2-3的另一端与变压器t2-1的一端、llc反馈电路的一端连接。llc反馈电路的另一端与控制芯片u2-1的fb引脚、电容c2-4的一端连接，控制芯片u2-1的dt/bf引脚与电阻r2-2的一端连接，电阻r2-2的另一端与电阻r2-4的一端、控制芯片u2-1的vref引脚连接，用来设置死区时间、启动时的最大频率和突发阈值频率。控制芯片u2-1的g引脚与电容c2-4的另一端、电阻r2-4的另一端、电阻r2-3的一端连接，控制芯片u2-1的ov/uv引脚与电阻r2-3的另一端、电阻r2-1的一端连接，控制芯片u2-1的d引脚与电阻r2-1的另一端连接，控制芯片u2-1的vcc引脚与二极管d2-1的阳极连接，二极管d2-1的阴极与控制芯片u2-1的vcch引脚、电容c2-1的一端连接，电容c2-1的另一端与控制芯片u2-1的hb引脚、电容c2-2的一端连接，电容c2-2的另一端与变压器t2-1的其中一端连接，变压器t2-1的其中另一端与控制芯片u2-1的is引脚、电阻r2-5的一端连接，电阻r2-5的另一端与控制芯片u2-1的s1/s2引脚连接。
作为优选的，根据需要输出功率为150w的llc谐振转换器，预计它的效率η为95％，由(2.1)公式可以得出输入的最高输入功率pinmax为157w：
由于llc-src输入电压是由前级功率因数校正器提供的额定输出电压vopfc，由(2.1)公式可以确定最小输入电压的值。
其中，pin为输入功率，co为输出的大电容；thu是保存时间，保持时间在电源的应用上最重要的作用就是ups(不间断电源)的切换，一般的取值在16-20ms之间，这里将thu的值为17ms。此时有源功率因数校正模块输出大电容可以取值为100uf，将数值代入公式(2.2)，可以得出此时的输入最小的电压vinmin为305v。此时规定有两个输入电压的范围，它们分别是标称范围385～340v和低压范围340～305v的输入电压。ov/uv引脚是检测电压是否过压或者欠压的引脚，ov/uv引脚标准电压值是2.4v，因此将电阻r2-1和电阻r2-3的分别取为2.9mω和20kω，达到输入电压为启动阈值331v。vovh过压关断阈值一般取标准电压的131％(458v)，vovl过压恢复阈值取标准值的126％(441v)，vsdh欠压启动阈值取标准值350v,vsdl欠压关断阈值取标准值的79％(276v)。上电时，随着电容两端的电压的升高，控制芯片ic将在电容两端电压等于vsdh时开始工作。如果控制芯片u1已开始工作而输入电压在下降，它将在电压等于vsdl(设计的最小输入电压)时关断。反之如果控制芯片u1已开始工作而输入电压在上升，它将在电压等于vovh(设计的最大输入电压)时关断。
作为优选的，在考虑变压器的次级漏感的情况下，图3的得到的电压增益可以表示为：
其中，ω是变换器的工作角频率；ωo是lr和cr确定的谐振角频率，并且lr＝lr+llkp；cr是指图3中的变压器自身存在的电容，lr为变压器左侧的电感值；llkp是初级漏感；k是限制开关频率的变化的系数；ωp是lp和cr确定的谐振角频率，并且lp＝llkp+lm//(n2llks)；lp为变压器右侧的电感值；llks次级漏感；llkp是初级漏感；lm是励磁电感；q是品质因数，反映的是llc设计的好坏，q值越高，代表电路设计越好；j、a是常量系数。
其中rac是指直流部分所有的元器件的等效电阻，其值由直流部分的功率和电流得出；
在满足低输入电压时的直流增益的条件下，合理的选择q值和k值的组合可以实现高效率的设计。
图6给出了相同k值的情况下，不同q值下的增益情况。随着q降低(如负载降低)，最高的增益频率会逐渐向fp靠近，峰值增益也逐渐增大。随着q上升(如负载增加)，最高增益频率会向fo靠近，峰值增益随之下降。因此在设计llc谐振电路的时候，考虑满负载情况小是设计谐振网络要考虑最坏的情况。
k值的取值一般由谐振频率和谐振电容来确定。为了限制开关频率的变化，设计的时候一般将工作频率fs运行在谐振频率fr1附近。当输入电压由有源功率因数校正模块电路输出提供时，最大输入电压是有源功率因数校正模块电路正常运行时的额定输出。把变换器最大输入电压情况下的工作频率与谐振频率相等，这样在确保在运行时工作频率fs小于等于谐振频率fr1，由于fs＝fr1，增益m可表示为：
lm：励磁电感；llkp是初级漏感；k是限制开关频率的变化的系数；
选择合适的k值可以获得较高的效率，k值越低增益就越大，但是降低k值意味着励磁电感lm减少，小的lm会导致开关管的高均方根值(rms)电流和变压器耦合性差，导致转换器的整体效率低。一般在设计的时候将lm和llkp的比值k在5～10，由于本设计采用具有辅助保持时间的补偿电路，所以可以取更高的k值来提高llc谐振半桥的效率。通过研究和得到，本设计k的取值为9是符合要求的，所以在标称输入范围时的最小增益mmin根据公式(2.6)得到
最大增益mmax如公式(2.7)所示
其中vinmin为最小输入电压，vinmax为最大输出电压。
一般在最大增益上再取10～15％的预留空间，因此将增益m取为1.35。对应到图上可以得出此时的q值为0.43。再将低压输入范围340～307v的最大和最小值代入公式(2.6)和公式(2.7)，可以分别求出mmin和mmax的值为1.11和1.22，与标称输入的直流增益基本相同，所以取值的增益m也为1.25。
作为优选的，因为整流网络使用的是半波整流器，所以次级变压器输出的电压为48.6v，则在标称输入电压范围时变压器的匝数比为：
其中，vf是副边肖特基二极管的压降，取值一般为0.6v；np为图3变压器左侧的匝数、ns为变压器右侧的匝数；vo是变压器右侧的输出电压。
由公式(2.9)，可以得出变压器的初级等效负载阻抗rac，即直流部分所有的元器件的等效电阻。
其中，ro为输出电阻也就是输出的负载，所以得出rac在满载时的等效阻抗为239ω。
根据上面步骤所取的k值和q值要确保足够的峰值增益，并由k值和q值来决定谐振网络中的参数cr、lr和lp，cr是指图3中的变压器自身存在的电容，lr为变压器左侧的电感值，lp为变压器右侧的电感值；通过选取的k和q值来确定谐振网络参数的值如下所示：
其中，fr1是lcc电路的原理图中，其中的谐振网络中存在的两个谐振频率中的一个,其中原理图如图8所示，两个谐振频率的公式如下：
其中fr1是lr和cr即图中的电感lr和电容cr形成的，而fr2是lr、cr和cp即图中的电感lr、电容cr和电容cp形成的。
在低压输入范围(307～340)时:通过上面的公式，此时最大的输入电压变为340v。通过公式(2.8)可知此时变压器匝数比n变小了，匝比(n)的改变导致等效阻抗rac也随之改变，此时的n和rac分别为3.9和182ω。由于在307～340vdc的输入范围时，谐振网络的元器件是固定不变，所以rac值的减小导致了q值的增大，由公式(2.5)得出q值为0.50。
作为优选的，大部分的llc变换器的设计都要求死区时间(tdead-times)介于300ns和360ns之间，本项目死区时间设为340ns。fmax最大内部时钟频率取决于死区时间设置，关系如下公式：
270000就是270khz,是llc满载的开关频率，是参数设计值；由于tdead-times取值为340ns，所以得到出来的最大内部时钟频率为794khz。由于最大开关频率的重启频率(f_burst_start)和关断频率(f_burst_stop)与最大内部时钟频率的关系如表1所示：
表1内部时钟频率与重启频率和关断频率的关系
其中模式设置是通过vref和dt/bf引脚的电阻来确定的。不同的rburst和rfmax的比值，确定不同的工作模式。它们对应的关系如表2所示：
表2值与模式的关系
本方案选择模式为工作模式2，也就是rburst和rfmax分别取为52.3kω和5.9kω。此时它们的重启频率(f_burst_start)和关断频率(f_burst_stop)分别为297khz和347khz。当频率下降到重启频率时ic以重启频率工作运行，当频率增加到关断频率时ic停止工作。例如正常工作时负载减小，频率上升到347khz，控制ic将会停止工作，这会导致输出电压下降，反馈回路中的反馈引脚电流减小。当反馈引脚电流到对应于297khz的值时，控制ic将重新开始工作，这样反复循环将限制控制ic的工作的最大频率。
最小工作频率与vref引脚到fb引脚之间的电阻有关，本方案将llc控制ic的最小工作频率设定为172khz，所设定的频率只要略低于在满载和最低输入电压时的开关频率。
作为优选的，llc反馈电路包括光电隔离器ub、电阻ropto；光电隔离器ub的一端与二极管dk的阳极、电阻rload的一端连接，二极管dk的阴极与电阻ropto的一端连接，电阻ropto的另一端与电阻rstart的一端、电容cfb的一端连接，电容cfb的另一端与电阻rload的另一端连接，电阻rstart的另一端与电阻rfmin的一端、有极性电容cstart的阴极连接，有极性电容cstart的阳极与电阻rfmin的另一端、光电隔离器ub的另一端连接。电阻rfmin被有极性电容cstart旁路以在启动期间提供输出软启动，由于初始时有极性电容cstart上的电压为零，此时的fb引脚上高电流由电阻rstart决定，所以此时软启动的初始频率等于所设定的最大开关频率。所以选择电阻rstart选择5.11kω的电阻。
电阻ropto可以限制流入控制芯片u2-1的fb引脚的最大光耦电流，所以一般ropto选择1.2kω的电阻。电容器cfb可以对控制芯片u2-1的fb引脚进行滤波，因本方案选择工作频率为250khz，所以电容器cfb的值为4.7nf。电阻rload可以加载光耦器的输出，以强制它以相对较高的静态电流进行工作，从而提高其增益，所以电阻rload一般取值为4.7kω。二极管d1在电路中的作用是将ropto从软启动网络隔离出来。
作为优选的，降压式变换模块包括控制芯片u3-1、电阻r3-1、电阻r3-2和led灯。所述控制芯片u3-1的第4、5引脚之间连接电阻r3-1，控制芯片u3-1的第4引脚与电阻r3-2的一端接地，控制芯片u3-1的第3引脚与电阻r3-2的另一端连接。所述控制芯片u3-1的第1、2引脚之间连接电容c3-1，且控制芯片u3-1的第2引脚接地，控制芯片u3-1的第6引脚用于输出pwm驱动控制信号，控制芯片u3-1的第7引脚与电感l3-1的一端、二极管d3-1的阳极连接，控制芯片u3-1的第8引脚与二极管d3-1的阴极、led灯的一端、电容c3-2的一端连接，电容c3-2的另一端接地，led灯的另一端与电感l3-1的另一端连接。控制芯片u3-1的开关频率由外部电阻r3-1决定，其关系公式如下：
其中r为电阻r3-1，f为开关频率；开关频率的取值范围250khz-1mhz，所以电阻r3-1的阻值为20kω；如果选择太大的频率会增加损耗，频率太小则输出电流纹波太大。
电阻r3-2决定设置流过led灯的电流大小，其关系公式如下：
其中r3-2为电阻r3-2的阻值，iled为led灯的电流大小，因电流的大小的范围为350ma<iled<1a，所以电阻r3-2选择3.2kω。此时iled的电流大小为980ma。
其中，所述降压式变换模块可以实现pwm调光。当调节的引脚为高电平的时候，脉冲电平调制的脉冲f才开始工作，所以流过led灯的平均电流如下公式所示。
iled-avg＝iled×d
d是可以实现pwm调光的引脚输入pwm的占空比。降压式变换模块通过改变平均电流的大小来实现led亮度的调节。
最小输出电压vled(min)的确定是由最小的导通时间确定，其中最小导通时间为400ns，其关系如下式确定：
其中，当脉冲电平调制的脉冲f的大小为500khz，输入vin的大小为led驱动输出电压48v，从而可以得出led最小输出的电压为8v，以此来确定降压式变换模块输出端的串联led个数。
其中，电感l3-1的大小影响着输出电流纹波的大小，合理的选择电感l3-1使纹波在规定的范围之内。电感l3-1的最小取值由如下确定：
其中，vin为48v输入电压；vmin为led输出的最小电压，由于led两端电压随温度的升高电压降低，在高温下14个led串联输出最小电压为42v；r为电流的纹波系数，一般取值为0.4。fsw为控制芯片u3-1内置n-mosfet管的开关频率。iled流过led灯的电流大小。
由此得出电感l3-1的最小电感为33.4uh，为了使纹波降低，所以选择体积为7.8*7*5mm大小为68uh的工字型贴片功率电感为佳。从而通过确定的电感l3-1可以得到出峰值电流的值，如下公式所示，
其中vin是输入电压，vmin为led输出的最小电压，l是电感l3-1的电感值，f是降压式变换模块开关频率，iled流过led灯的电流大小。
从而得出的电流的峰值ipeak为1.07a，而这样的峰值电流是合理可以接受的范围。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明保护范围内。