滤波器装置以及双工器的制作方法

本发明涉及带通型的滤波器装置以及具有该滤波器装置的双工器。

背景技术

过去，在便携电话机等的移动通信设备中使用各种的频带滤波器。在便携电话机等中，多个信道的通过频带间的频率宽度不断变小。因此，强烈要求通过频带近旁的衰减量的扩大。

在下述的专利文献1中公开了在主要滤波器并联连接延迟元件的滤波器装置。延迟元件具有在主要滤波器的衰减域内的所期望频率下振幅特性大致相等、相位相差(2n-1)π(n为正的整数)的特性。由此，将所期望频率中的直达波抵消，能增大该频率下的衰减量。

在专利文献1中，上述延迟元件由横向型等的saw滤波器构成。

另一方面，在下述的专利文献2公开了在带通滤波器并联连接辅助电路的滤波器装置。在辅助电路中，在可变相位器串联连接可变衰减器。能用可变相位器调整相位。在可变衰减器中，能调整在辅助电路中传播的信号的衰减量。

先行技术文献

专利文献

专利文献1：jp特开昭62-261211号公报

专利文献2：jp特开平10-256809号公报

发明的概要

发明要解决的课题

如专利文献1记载的那样，若在与滤波器并联连接的电路中流过的信号与主要滤波器在所期望的频率下成为相同振幅且相反相位，则能在该频率下使衰减量较大。另外若使用专利文献2所记载的滤波器装置，则通过调整上述可变相位器以及可变衰减器的调整量、和可变衰减器中的衰减量，就能满足上述相同振幅且相反相位的条件。

然而，在专利文献2所记载的具有可变相位器以及可变衰减器的辅助电路中，使用ic和二极管等有源元件。为此需要控制用电路，难以实现低成本化以及小型化。此外，为了使有源元件动作而需要控制用的电流。因此，有消耗电力量变大的问题。

技术实现要素：

本发明的目的在于，提供能省略控制用电路、能谋求低成本化、小型化以及低消耗电力化的滤波器装置。

用于解决课题的手段

本发明所涉及的滤波器装置具有第1以及第2信号端子。本发明的滤波器装置具备：连接在第1信号端子与第2信号端子间的带通滤波器；和与带通滤波器并联连接的lc电路。所述lc电路具有在所述带通滤波器的通过频带中让该lc电路成为开路的反谐振特性，构成为与不连接该lc电路的情况相比，通过连接该lc电路而使所述带通滤波器的通过频带外的一部分频带中的衰减量变得更大。

在本发明所涉及的滤波器装置的某特定的局面下，所述带通滤波器的通过频带外的所述一部分频带中，所述lc电路的振幅特性以及相位特性和所述带通滤波器的振幅特性以及相位特性处于相同振幅且相反相位的关系。这种情况下，能在该一部分频带中有效果地增大滤波器装置的衰减量。

在本发明所涉及的滤波器装置的其它特定的局面下，在所述一部分频带中，所述lc电路的振幅相位特性和所述带通滤波器的振幅相位特性处于复共轭的关系。另外，这种情况下，能在所述一部分频带中更有效果地增大滤波器装置的衰减量。

在本发明所涉及的滤波器装置其它特定的局面下，所述lc电路的反谐振频率位于所述带通滤波器的通过频带内。这种情况下，在带通滤波器的通过频带内，在lc电路流过的电流显著变小。因此，几乎不对带通滤波器的通过频带内的衰减特性产生影响。另外，能进一步谋求低消耗电力化。

在本发明所涉及的滤波器装置的再另外的特定的局面下，lc电路是具有谐振频率以及反谐振频率的lc电路。在本发明中，也可以让lc电路是没有谐振频率、具有反谐振频率的lc谐振电路。

本发明所涉及的双工器具有与天线连接的天线端子。双工器具备第1滤波器装置和第2滤波器装置。第1滤波器装置由所述第1信号端子与所述天线端子电连接的遵循本发明而构成的滤波器装置构成。第2滤波器装置与天线端子连接，具有与第1滤波器装置的通过频带不同的通过频带。

在本发明所涉及的双工器的某特定的局面下，所述第1滤波器装置中的所述lc电路的反谐振频率位于所述第1滤波器装置的通过频带与所述第2滤波器装置的通过频带间。这种情况下，能有效果地提高第1滤波器装置的通过频带与第2滤波器装置的通过频带间的衰减量。因此能提高双工器的选择度。

本发明所涉及的双工器的再其它特定的局面下，所述第1滤波器装置是发送滤波器，所述第2滤波器装置是接收滤波器。这种情况下，能有效果地使发送频带与接收频带间的衰减量较大。

发明的效果

在本发明所涉及的滤波器装置中，由于与带通滤波器并联连接的lc电路如上述那样构成，因此能使带通滤波器的通过频带外的一部分频带中的衰减量较大。另外，由于lc电路具有在带通滤波器的通过频带中成为开路的反谐振特性，因此在带通滤波器的通过频带中，在lc电路几乎不流过电流。因此，能几乎不给带通滤波器的通过频带中的衰减特性带来影响地使频带外的上述一部分频率中的衰减量较大。而且，由于以lc电路构成，因此不需要有源元件。因而能省略用于控制有源元件的控制用电路。因而能实现小型化、低成本化以及低消耗电力化。

附图说明

图1是具备本发明的第1实施方式所涉及的滤波器装置的双工器的概略框图。

图2是表示在第1实施方式中连接lc电路前的双工器的发送滤波器的衰减量频率特性、和lc电路的通过特性的图。

图3是表示第1实施方式的滤波器装置的衰减量频率特性、和未连接lc电路的双工器的发送滤波器的衰减量频率特性的图。

图4是表示在第1实施方式中从图2扩展测定频带的情况下的连接lc电路前的双工器的发送滤波器的衰减量频率特性、和lc电路的通过特性的图。

图5是包含本发明的第2实施方式所涉及的滤波器装置的双工器的概略框图。

图6是表示在第2实施方式中使用的双工器的发送滤波器的衰减量频率特性、和lc电路的通过特性的图。

图7是表示第2实施方式中的发送滤波器的衰减量频率特性、和连接lc电路前的发送滤波器的衰减量频率特性的图。

图8是本发明的第3的实施方式所涉及的滤波器装置的概略框图。

图9是表示在第3的实施方式中所用的双工器的发送滤波器的衰减量频率特性、和lc电路的通过特性的图。

图10是表示第3的实施方式的滤波器装置中的发送信号的频率特性、和未连接lc电路的双工器的发送滤波器的衰减量频率特性的图。

图11(a)～图11(c)是表示lc电路的变形例的各电路图。

具体实施方式

以下参考附图来说明本发明的具体的实施方式，由此使本发明变得清晰。

图1是具有本发明的第1实施方式所涉及的滤波器装置的双工器的概略框图。

双工器1与便携电话的天线连接。双工器1具有用于与天线连接的天线端子2。在天线端子2连接用于构成发送滤波器的第1带通滤波器3、和构成接收滤波器的第2带通滤波器4。第1带通滤波器3的通过频带是发送频带。第2带通滤波器4的通过频带是接收频带，与第1带通滤波器3的通过频带不同。

上述第1带通滤波器3连接在第1信号端子5与第2信号端子6间。在第1信号端子5与接收端子7间连接上述第2带通滤波器4。

本实施方式的特征在于，在第1带通滤波器3并联连接lc电路8，由此构成本实施方式的滤波器装置9。

lc电路8具有连接在第1信号端子5与第2信号端子6间的电感器l1。在电感器l1串联连接电容c1。进而，在将电感器l1和电容c1串联连接的电路要素并联连接第2电感器l2。由上述第1电感器l1、电容c1以及第2电感器l2构成lc电路8。lc电路8构成为：与未连接lc电路8的情况相比，带通滤波器3的通过频带外的一部分的频带中的衰减量变大。

lc电路8，具有在第1带通滤波器3的通过频带中成为开路的反谐振特性。

另外，所谓在带通滤波器3的通过频带中lc电路8成为开路的反谐振特性，是指通过频带位于反谐振频率近旁。这种情况下，可以使反谐振频率位于通过频带外。在反谐振频率近旁，lc电路8的阻抗变得非常高。因此，在通过频带位于反谐振频率近旁的情况下，在lc电路8几乎不流过电流。换言之，变成lc电路成为开路的状态。因而，由于在第1带通滤波器3的通过频带下，在lc电路8几乎不流过电流，因此能避免通过频带中的损耗的增大。即，能在保持第1带通滤波器的通过频带中的衰减量足够小的情况下，如后述那样按照本发明，扩大通过频带外的所期望的频带中的衰减量。

与带通滤波器3独自的滤波器特性相比，在带通滤波器3连接lc电路8的情况下，使带通滤波器3的通过频带外的一部分频带中的衰减量较大。由此能使带通滤波器3的通过频带外的上述一部分频带中的衰减量较大。图2～图4对其进行更具体的说明。

本实施方式的双工器1用在umts的band2中。在band2中，发送频率位于1850～1910mhz带，接收频率带位于1930～1990mhz带，两者的频率间隔为80mhz。图2的虚线表示未连接lc电路8、即第1带通滤波器3独自的衰减量频率特性。如从图2所明确的那样，在1850mhz～1910mhz的band的发送频率带中衰减量非常小。在band2的发达滤波器中，谋求在发送频率的2倍的频带、即2×(1850～1910)＝3700～3820mhz带下的衰减量较大。使衰减量增大的理由是为了抑制互调失真。在图2的虚线所示的衰减量频率特性中，该发送频带的2倍的通过频带中的衰减量不足够大。

另一方面，图2的实线表示上述lc电路8的通过特性。如从图2所明确的那样，lc电路8在3370mhz附近具有谐振频率，在2000mhz附近具有反谐振频率。

因此，lc电路8具有在带通滤波器3的通过频带的1850～1910mhz带成为开路的频率特性。因而，在第1带通滤波器3的通过频带即发送频带中，在图1的lc电路8几乎不流过电流。

另外，为了具有图2中实线所示的谐振特性以及反谐振特性地构成lc电路8，能通过按照周知的规格，调整第1电感器l1以及第2电感器l2的电感值以及电容c1的电容值来达成。本实施方式的特征在于，将具有这样的谐振以及反谐振特性的lc电路8与第1带通滤波器3并联连接。

图3的实线表示上述滤波器装置9的衰减量频率特性，虚线与图2所示同样，表示带通滤波器3独自的衰减量频率特性。另外，图4是表示扩展图2所示的测定频带的情况下的连接lc电路前的双工器的发送滤波器中的衰减量的频率特性、和lc电路的通过特性的图。即，图4是将用实线表示双工器的发送滤波器的衰减量的频率特性的滤波器装置9的衰减量频率特性、和上述lc电路8的通过特性重合进行表示的图。

图3中的2tx是前述的发送频率带的2倍的频带。如比较图3的实线和虚线所明了的那样，可知在本实施方式的滤波器装置9中，能使2tx带中的衰减量从23db程度增大到30db程度。因此，根据本实施方式的滤波器装置9，由于上述lc电路8构成为能使带通滤波器3的通过频带外的一部分频带、即2tx带中的衰减量较大，因此能谋求扩大2tx带中的滤波器装置9的衰减量。

优选在上述2tx带中，lc电路8的振幅相位特性和带通滤波器3的振幅相位特性处于相同振幅且相反相位的关系。换言之，在2tx带中，期望lc电路8的振幅相位特性、和带通滤波器的振幅相位特性处于复共轭的关系。这种情况下，如前述的专利文献1记载那样，能有效果地增大成为相同振幅且相反相位的频段中的衰减量。

另外，上述所谓相同振幅，不仅包含2个信号的振幅完全一致的情况，还包含相对于一方的信号而另一方的信号的振幅处于-3db～2db的log比的范围内的情况。即，并不一定需要2个信号全都相同。

进而，所谓相反相位，并不限于2个信号的相位完全反相的情况，还包含在完全相反相位的状态±20度的范围内偏离的情况。即使在这种程度的范围内相位偏离，也能在所期望的频率下使衰减量足够大。

在本实施方式中，如上述那样，能通过lc电路8来谋求2tx带中的衰减量的扩大。lc电路8不需要是有源元件。因而能省略用于驱动有源元件的控制用电路。因此，能在谋求频带外衰减量的扩大的同时实现小型化、低成本化以及低消耗电力化。

图5是包含本发明的第2实施方式所涉及的滤波器装置的双工器的概略框图。第2实施方式的双工器11与第1双工器1同样地进行umts的band2的信号的发送以及接收。与双工器1同样，双工器11具有与天线端子2连接的第1信号端子5。在第1信号端子5与作为发送端子的第2信号端子6间连接第1带通滤波器3。在第1信号端子5与接收端子7间连接作为接收滤波器的第2带通滤波器4。这些构成和第1实施方式同样。第2实施方式与第1实施方式的不同之处在于，取代lc电路8而使用lc电路8a。即，在第1带通滤波器3并联连接lc电路8a，由此构成第2实施方式的滤波器装置9a。

lc电路8a为了扩大gps的通过频带即1500mhz附近的衰减量而与第1带通滤波器3并联连接。更具体地，lc电路8a具有电感器l3、和第1电容c2以及第2电容c3。电感器l3的自身谐振频率位于第1带通滤波器3的通过频带近旁。在电感器l3并联连接第1电容c2。由此构成lc并联谐振电路。进而，在电感器l3串联连接第2电容c3。

图6的实线表示lc电路8a的通过特性，虚线表示第1带通滤波器3的衰减量频率特性。即，虚线表示未连接lc电路8a的带通滤波器3独自的衰减量频率特性。如从图6的虚线所明了的那样，在本实施方式中，第1带通滤波器3在band2的发送频带中衰减量也非常小。

另一方面，在lc电路8a的通过特性中，反谐振频率位于带通滤波器3的通过频带近旁即1960mhz附近。谐振频率存在于1160mhz附近。图6的频带a、b表示在本实施方式中希望扩大滤波器装置9a的衰减量的频带。具体地，频带a是band11的通过频带，频带b是gps的通过频带。在与多个频带对应的模块装置、例如包含gps装置和与band11对应的滤波器的模块装置中，需要在gps的频带和band11的频带抑制噪声。因此，谋求能在多个频带使衰减量较大。

在本实施方式中，按照在1500mhz下，lc电路8a的信号、和第1带通滤波器3的信号成为相同振幅相反相位的方式，确定电感器l3的电感值、电容c2以及c3的电容值。

图7的虚线表示上述带通滤波器3独自的衰减量频率特性，实线表示滤波器装置9a的衰减量频率特性。如从图7所明确的那样，可知在频率带fx中，在未连接lc电路8a的虚线的滤波器特性中为35db程度，与此相对，根据本实施方式，扩大到42～43db程度。

即在本实施方式中，可知lc电路8a在第1带通滤波器3的通过频带外的频率具有反谐振频率，通过连接lc电路8a，能扩大带通滤波器3的通过频带外的一部分频率下的衰减量。

在本实施方式中，扩大上述频带a、频带b中的衰减量所需要的lc电路8a，也由电感器l3以及电容c2、c3构成。因此不需要有源元件。因而，与第1实施方式同样，能实现小型化、低成本化以及低消耗电力化。

图8是表示本发明的第3的实施方式所涉及的双工器的概略框图。在本实施方式中，与第1实施方式同样，在与天线端子2连接的第1信号端子5，连接有第1带通滤波器3以及第2带通滤波器4。双工器21也还是进行umts的band2的发送以及接收的双工器。

本实施方式与第1实施方式的不同之处在于，在第1带通滤波器3并联连接lc电路8b而构成滤波器装置9b。

lc电路8b具有电感器l4、和与电感器l4并联连接的电容c4。因此，lc电路8b组合2个无源元件而构成。因而，与使用二极管或ic有源元件的相位以及衰减量调整电路相比，能实现小型化、低成本化以及低消耗电力化。

在本实施方式中，也是通过lc电路8b的连接来谋求扩大第1带通滤波器3的通过频带外的一部分频率即1500mhz下的衰减量。参考图9以及图10对其进行说明。

图9的虚线表示第1带通滤波器3独自的衰减量频率特性。实线表示lc电路8b的通过特性。lc电路8b是将电感器l4和电容c4并联连接的构成，没有谐振特性，仅具有反谐振特性。

如从图9所明确的那样，lc电路8b的反谐振频率位于1840mhz附近。即，位于第1带通滤波器3的通过频带外、通过频带近旁。因此，在第1带通滤波器3的通过频带中，lc电路8b成为开路的状态。因而，在第1带通滤波器3的通过频带中，在lc电路8b几乎不流过电流。因而能避免消耗电力的增大。

图10的实线表示本实施方式的滤波器装置9b的衰减量频率特性，虚线表示第1带通滤波器3独自的衰减量频率特性。如从图10所明确的那样，可知在band11的通过频带、和gps的频带附近在频率带中，根据本实施方式较大改善了衰减量。即，在第1带通滤波器3独自中，衰减量为35db程度，与此相对，根据本实施方式，能大到42～44db程度。

在本实施方式中，由于lc电路8b也不需要有源元件，因此能实现低成本化、小型化以及低消耗电力化。

另外，本发明中的lc电路的电路构成并不限定于第1～第3的实施方式中所用的lc电路8、8a、8b。也可以如图11(a)所示那样，在电感器l5并联连接电容c5，且在电感器l5串联连接电容c6。

另外，也可以如图11(b)所示那样，在电感器l6串联连接电容c7，在电容c7并联连接电感器l7。

进而，也可以如图11(c)所示那样，将电感器l8和电容c8串联连接，在将该电感器l8以及电容c8串联连接的电路要素并联连接电容c9。

如图11(a)～(c)中示出的各变形例的lc电路那样，本发明中的lc电路只要构成为具有在带通滤波器的通过频带中lc电路成为开路的反谐振特性、能扩大通过频带外的一部分频带中的衰减量即可，没有特别的限定。

另外，在上述的第1～第3的实施方式中，示出了与umts的band2的发送滤波器相适应的示例，但本发明并不限定于此。例如，也可以在接收滤波器即第2带通滤波器4并联连接lc电路，谋求接收滤波器中的频带外衰减量的扩大。

进而，还能在band2以外各种band或其它通信系统中的通过频带外衰减量的扩大中应用本发明。

根据本发明，如上述那样，能通过在带通滤波器并联连接lc电路，来达成带通滤波器的通过频带外的所期望的频带中的衰减量的扩大。因而通过lc电路扩大了频带外衰减量，关于频段也没有特别的限定。例如，在搭载双工器1和wran的便携电话机中，在wran的通过频带中希望谋求双工器1的频带外衰减量的扩大的情况下，调整lc电路8的电路常数而使得能改善wran中的衰减量即可。

标号的说明

1双工器

2天线端子

3第1带通滤波器

4第2带通滤波器

5第1信号端子

6第2信号端子

7接收端子

8、8a、8blc电路

9、9a、9b滤波器装置

11双工器

21双工器

c1～c9电容

l1～l8电感器