可应用于突发跨阻放大器的自动增益控制电路的制作方法

本实用新型涉及光纤通信系统，尤其涉及跨阻放大器。

背景技术：

在现代高速光纤通信系统中，跨阻放大器TIA(Trans-Impedance Amplifier)扮演着把光电二极管生成的微弱光电流信号转化并放大为电压信号，并输出给后续的电路进行处理。因此TIA处于接收端最前沿，是光通信系统接收端的核心器件，其噪声、灵敏度、动态范围、灵敏度等核心指标基本决定了整个接收系统的性能。

典型的跨阻放大器电路结构如图1所示，其核心指标跨阻ZT、带宽f-3dB、等效输入噪声In可推导为：

除此之外，输入动态范围也是一项重要指标，其定义为饱和输入光功率与灵敏度的差值。饱和输入光功率和灵敏度分别定义为在一定可允许误码率范围内的最大和最小输入光功率。灵敏度主要由等效输入噪声决定，等效输入噪声越小，则灵敏度指标越高；而饱和输入光功率主要由输出信号的脉宽失真等因素决定。从上述公式可看出，要取得比较良好的灵敏度指标，需要在带宽允许的前提下，将跨阻即RF值尽量做大，而跨阻越大，则饱和输入光功率则越小。

在实际应用的跨阻放大器中通常都会加入自动增益控制(Automatic Gain Control,AGC)电路来解决这个问题。即在较小输入光功率时，保持大跨阻；在较大输入光功率时，自动调节减小跨阻，使得输出信号不会产生过大的脉宽失真，从而拓宽动态范围。

AGC功能通常采用一个可调的有源电阻与反馈电阻并联来实现对跨阻的调节。有两种常用的方法来检测输入光功率是否过大到会导致输出产生过大的脉宽失真，一是检测TIA的交流输出幅度；二是检测TIA的输出直流电平变化。

两种方法都需要在反馈环路中加入低通滤波器以滤除高频分量，以保持跨阻的稳定，降低输出信号抖动。通常为了保证可接受的抖动特性，AGC环路的低频截止频率需要低至几十KHz。由于AGC环路存在低频截止频率，且低频截止频率又较低，因此AGC环路需要较长的稳定收敛时间，通常在几十us左右。因此这两种AGC电路仅适用于于连续通讯模式。

而在无源光网络(Passive Optical Network,PON)系统中，在OLT(Optical Line Terminal)端，接收端接收的的信号是突发(Burst Mode)的信号，即几十个的ONU(Optical Network Unit)局端按照一定的时分轮流发送信号给OLT，每个ONU发送的光功率、传送距离不一，因此OLT端接收到的光信号具有时序突发、光功率突变的特点，如图2所示。

PON主要分为GPON与EPON，其中由于采用NRZ编码以及更严格的时序要求，GPON的实现难度远大于EPON。本文以GPON为例来说明，一个典型的GPON突发数据包如图6所示。一个突发数据包由前导码(36ns)、界定符(16ns)、有效数据(NRZ编码)、安全间隙区(26ns)构成。当OLT的突发接收系统接收到一个突发数据包时，整个突发接收系统需要在前导码时序内，即36ns内建立稳定的工作状态，以正确处理后续的有效数据信号。

因此如果采用传统的AGC方法，要求AGC环路在36ns内收敛稳定，则AGC反馈环路的低频截止频率就不能做得太低，理论计算不能低于5MHz。而由于GPON的信号编码为NRZ码，最长连线码(consequential identical digit,CID)达72bit，在传输这种编码信号时，AGC环路的低频截止频率必须足够低，才能减小直流漂移(DC Wandering)效应，减小抖动。因此这种矛盾的存在，导致传统的AGC控制环路无法适用于突发模式的GPON接收系统上。

为了克服上述矛盾,一般的突发AGC控制电路采样如图4所示方式来实现,利用一个二极管来钳制TIA的输出幅度，即当输入电流大到一定程度，TIA输出节点电压下降，造成反馈电阻的压降增大到使得二极管开启，二极管并联上反馈电阻Rf，分流掉部分输入电流，使得TIA的输出幅度不再急剧增大，从而将TIA输出幅度钳制在一定范围内。

但这种方式有一个缺点，典型的二极管的开启电压为0.7V左右，即使采用深亚微米MOS FET作为二极管，其阈值基本上也都在0.4V以上。而一般TIA输出幅度只有在0.2Vpp以内才不会产生明显的失真，因此，一般采用特殊的低阈值(low threshold)器件来实现，这样做的代价是工艺成本上升，并且需要工艺特别支持，很多商用工艺不支持这种特殊器件的工艺选项。

技术实现要素：

本实用新型所要解决的主要技术问题是提供一种可应用于突发跨阻放大器的自动增益控制电路，无需特别工艺的支持，并且使用常规器件就可以实现。

本实用新型还提供了一种可应用于突发跨阻放大器的自动增益控制电路，包括跨阻放大器、共源放大器、开关管；

其中开关管与跨阻放大器的反馈电阻并联，并且开关管的漏极连接跨阻放大器的输入端Iin、源极连接跨阻放大器的输出端Vout；所述共源放大器的输入端连接至跨阻放大器的输出端Vout，输出端连接至开关管的栅极；

当跨阻放大器的输入电流为零时，开关管处于关断状态；当跨阻放大器的输入电流逐步增大时，跨阻放大器的输出电压逐步下降，所述共源放大器的输出电压逐步上升；使得开关管的栅源电压逐步增大；当开关管的栅源电压增大到超过Vth时，开关管开启，开关管与反馈电阻并联等效反馈电阻的阻值下降，使得跨阻放大器的输出电压不再随着输入电流的增大继续下降。

在一较佳实施例中：所述共源放大器包括NMOS管M2和电阻R1；所述NMOS管M2的栅极为共源放大器的输入端，NMOS管M2的漏极为共源放大器的输出端；所述电阻R1连接在NMOS管M2的漏极和电源电压Vdd之间。

在一较佳实施例中：所述共源放大器为共源差分放大器；其包括NOMS管M4、NMOS管M5、电阻R2、电阻R3和恒流源I1；

其中，NOMS管M4的栅极为共源差分放大器放大器的输入端，NOMS管M5的栅极被偏置在一个固定的参考电压Vref；NOMS管M4的漏极作为共源差分放大器的输出端；

所述电阻R2、R3分别连接在NOMS管M4、NMOS管M5的漏极和电源电压Vdd之间；所述NOMS管M4、NMOS管M5的源极相连并通过所述电流源I1接地。

在一较佳实施例中：所述开关管为NMOS管M3。

在一较佳实施例中：所述跨阻放大器包括反馈电阻R2、共源共栅放大器。

在一较佳实施例中：所述共源共栅放大器，包括NMOS管M1、NMOS管M0和电阻R0，其中NMOS管M1的栅极为跨阻放大器的输入端Iin，NMOS管M0的栅极连接至偏置电压Vbia；所述NMOS管M1的漏极连接至NMOS管M0的源极，NMOS管M1的源极接地；所述反馈电阻R2连接在NMOS管M1的栅极与NMOS管M0的漏极之间；所述电阻R0连接在NMOS管M0的漏极和电源电压Vdd之间。

相较于现有技术，本实用新型的技术方案具备以下有益效果：

本实用新型提供了一种可应用于突发跨阻放大器的自动增益控制方法和电路，通过检测跨阻放大器的输出电压，并经过一级反向放大后去控制开关管的栅极，从而来控制与反馈电阻并联的开关管的开启与否。通过这种方式，跨阻放大器的输出，或者说反馈电阻只需要有较小的压降，经过共源放大器反向放大后，开关管的栅极就会增大，同时开关管的源极电压随着跨阻放大器的输出电压下降而下降，从而使得开关管的栅源电压增大到足以使得开关管开启导通，从而将跨阻放大器的输出摆幅限制在一定范围内。由于增加了共源放大器的反向放大，这种结构中，开关管只需要用常规的正常阈值NMOS管即可，大大降低了工艺成本，增加了工艺选择的灵活性。

此外，在这种结构中，去掉了AGC控制环路的低通滤波环节，从而实现超快速、无延时的的增益控制；并且实现了逐比特控制，从而避免在遇到长CID码时产生的直流漂移效应。

附图说明

图1为典型的跨阻放大器电路结构图；

图2为突发信号包的示例图；

图3为典型的GPON突发数据包结构图；

图4为现有技术中使用二极管钳幅来达到自动增益控制的电路图；

图5为本实用新型优选实施例1的电路图；

图6为本实用新型优选实施例2的电路图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本实用新型作进一步详细地描述，但本实用新型的实施方式并不因此限定于以下实施例。

一种可应用于突发跨阻放大器的自动增益控制方法，在跨阻放大器的反馈电阻两端并联一开关管，通过检测跨阻放大器的输出电压，并反向放大后控制开关管的栅源电压；

当跨阻放大器的输入电流增大时，跨阻放大器输出电压下降，开关管的源极电压随之下降；跨阻放大器输出电压下降经反向放大后，使得开关管的栅极电压上升；从而使得跨阻放大器的栅源电压增大，开关管导通；一部分输入电流从开关管中流过，从而减小了流过跨阻的电流。

通过检测跨阻放大器的输出电压，并经过一级反向放大后去控制开关管的栅极，从而来控制与反馈电阻并联的开关管的开启与否。通过这种方式，跨阻放大器的输出，或者说反馈电阻只需要有较小的压降，经过共源放大器反向放大后，开关管的栅极就会增大，同时开关管的源极电压随着跨阻放大器的输出电压下降而下降，从而使得开关管的栅源电压增大到足以使得开关管开启导通，从而将跨阻放大器的输出摆幅限制在一定范围内。由于增加了共源放大器的反向放大，这种结构中，开关管只需要用常规的正常阈值NMOS管即可，大大降低了工艺成本，增加了工艺选择的灵活性。

为了实现上述的控制方法，本实用新型提供两种实施方式。

实施例1

参考图5，一种可应用于突发跨阻放大器的自动增益控制电路，包括跨阻放大器、共源放大器、NMOS管M3；

所述跨阻放大器包括反馈电阻R2、共源共栅放大器。所述共源共栅放大器，包括NMOS管M1、NMOS管M0和电阻R0，其中NMOS管M1的栅极为跨阻放大器的输入端I in，NMOS管M0的栅极连接至偏置电压Vbia；所述NMOS管M1的漏极连接至NMOS管M0的源极，NMOS管M1的源极接地；所述反馈电阻R2连接在NMOS管M1的栅极与NMOS管M0的漏极之间；所述电阻R0连接在NMOS管M0的漏极和电源电压Vdd之间。作为本实施例的简单替换，共源共栅放大器还可以使用其他的结构，不会影响本实施例的实现，属于本实施例的简单替换。

所述共源放大器包括NMOS管M2和电阻R1；所述NMOS管M2的栅极为共源放大器的输入端，NMOS管M2的漏极为共源放大器的输出端；所述电阻R1连接在NMOS管M2的漏极和电源电压Vdd之间。

所述NMOS管M3与跨阻放大器的反馈电阻R2并联，并且NMOS管M3的漏极连接跨阻放大器的输入端Iin、源极连接跨阻放大器的输出端Vout；所述共源放大器的输入端连接至跨阻放大器的输出端Vout，输出端连接至NMOS管M3的栅极；

当跨阻放大器的输入电流为零时，通过合理地设置各个器件的参数，使得NMOS管M3处于关断状态；当跨阻放大器的输入电流逐步增大时，跨阻放大器的输出电压逐步下降，使得NMOS管M3的源极电压随之下降；由于跨阻放大器的输出端为共源放大器的的输入端，因此，经过共源放大器的反向放大后，所述共源放大器的输出电压逐步上升，使得NMOS管M3的栅极电压随之上升；因此，NMOS管M3的栅源电压逐步增大；当NMOS管M3的栅源电压增大到超过Vth时，NMOS管M3开启，NMOS管M3与反馈电阻R2并联等效为反馈电阻R2的阻值下降，使得跨阻放大器的输出电压不再随着输入电流的增大继续下降，从而将跨阻放大器的输出摆幅限制在一定范围内。

实施例2

本实施例与实施例1的区别在于，本实施例中，所述共源放大器为共源差分放大器；其包括NOMS管M4、NMOS管M5、电阻R2、电阻R3和恒流源I1；

其中，NOMS管M4的栅极为共源差分放大器放大器的输入端，NOMS管M5的栅极被偏置在一个固定的参考电压Vref；NOMS管M4的漏极作为共源差分放大器的输出端；

所述电阻R2、R3分别连接在NOMS管M4、NMOS管M5的漏极和电源电压Vdd之间；所述NOMS管M4、NMOS管M5的源极相连并通过所述电流源I1接地。

当跨阻放大器的输入电流为零时，通过合理地设置各个器件的参数，通过合理地设置各个器件的参数，使得NMOS管M3处于关断状态；当跨阻放大器的输入电流逐步增大时，使得NMOS管M3的源极电压随之下降；由于跨阻放大器的输出端为共源放大器的的输入端，因此，经过共源放大器的反向放大后，所述共源放大器的输出电压逐步上升，使得NMOS管M3的栅极电压随之上升；因此，NMOS管M3的栅源电压逐步增大；当NMOS管M3的栅源电压增大到超过Vth时，NMOS管M3开启，NMOS管M3与反馈电阻R2并联等效为反馈电阻R2的阻值下降，使得跨阻放大器的输出电压不再随着输入电流的增大继续下降，从而将跨阻放大器的输出摆幅限制在一定范围内。

由于本实施例中采用共源差分放大器，并将共源差分放大器的NOMS管M5的栅极偏置在一个固定的参考电压Vref，相比实施例1，这样更容易精准设定NMOS管M3开启时对应的输入电流阈值。其余部分与实施例1都相同，不再赘述。

本实用新型的上述实施例仅仅是为清楚地说明本实用新型所作的举例，而并非是对本实用新型的实施方式的限定。凡在本实用新型的构思和技术方案之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本实用新型权利要求的保护范围之内。