一种宽调谐低相噪微带压控振荡器的制作方法

本实用新型涉及电子信息技术领域，具体涉及一种宽调谐低相噪微带压控振荡器。

背景技术：

现今各种通信系统对频率合成器的相位噪声要求越来越高。相位噪声是信息传输质量和可靠性的重要参数。压控振荡器(VCO)是射频收发器中的一个核心模块，频率合成器的相位噪声主要由VCO决定，因而高性能压控振荡器的设计变得十分关键。

从电路结构来分，压控振荡器主要有两类：环路振荡器和LC振荡器。环路振荡器能获得大的调谐范围，易于集成，但是其相位噪声性能不如LC振荡器。在LC振荡器中，可以通过采用电容比值Cmax/Cmin大的MOS变容管来获得宽的调谐范围。同时因为Q值很高，所以也能获得好的相位噪声。然而，在实际应用中，系统的相位噪声与压控振荡器的灵敏度(KVCO)有关。因为在频率合成器中，前级模块的噪声直接加在压控振荡器的输入端。因此实际的压控振荡器在获得大的调谐范围的情况下，必须尽量减小压控振荡器的灵敏度。另外，影响LC压控振荡器相位噪声的主要因素还有：尾电流源、片上电感的Q值以及输出信号的幅度和对称性。

在LC压控振荡器中，通常采用有源器件产生负电导(-Gm)来补偿集成电感和可变电容的电阻损失，如图1所示。图1中的Gtank表示由电感和电容引起的电阻损失，当有源器件足以补偿电阻损失时，即Gactive≥Gtank时，LC压控振荡器能够维持振荡。

在传统压控振荡器中，主要可分为晶体压控振荡器、RC压控振荡器和LC压控振荡器。晶体压控振荡器(VCXO)主要由石英谐振器、变容二极管和振荡电路组成，其工作原理是通过控制电压来改变变容二极管的电容，从而“牵引”石英谐振器的频率，以达到频率调制的目的。VCXO大多用于锁相技术、频率负反馈调制的目的；RC压控振荡器多用在单片集成电路中；LC压控振荡器通常是用变容二极管C与电感L，所接成的LC谐振电路。提高变容二极管的逆向偏压，二极管内的空泛区会加大，两导体面之距离一变长，电容就降低了，此LC电路的谐振频率，就会被提高。反之，降低逆向偏压时，二极管内的电容变大，频率就会降低。晶体压控振荡器的频率稳定度高，但调频范围窄；RC压控振荡器的频率稳定度低而调频范围宽，LC压控振荡器居二者之间。

研究表明，由于LC谐振腔的Q值很高，因而这种类型的VCO的相位噪声很低，因而常用于对频率抖动要求非常低的频率合成器中。并且这种结构的工作频率只与电感L和电容C有关，通过减小电感或电容并减小电路的寄生电容可以使得电路工作在很高的工作频率下。

基于以上讨论，本实用新型选用LC压控振荡器，设计了一款基于平面结构的宽调谐振荡器。该设计将开路线作为输出匹配的方式，开路线在二次谐波频率处相当于开路线，也相当于一个对地的带通滤波器，因而能有效地抑制了二次谐波；晶体管采用共源串联反馈拓扑结构，使得在栅极处获得负阻抗，在漏极处获得高输出功率。这一设计使得该振荡器获得较宽的调谐范围。综上所述，该设计电路简单易实现，且设计过程大大减小了电路尺寸，这符合小型化的设计思想。

技术实现要素：

本实用新型所要解决的技术问题是现有技术中的VCO频率稳定度低，调频范围窄并且电路复杂不易实现，目的在于提供一种宽调谐低相噪微带压控振荡器，解决上述问题。

本实用新型通过下述技术方案实现：

一种宽调谐低相噪微带压控振荡器，包括谐振网络、负阻网络和输出匹配网络；所述谐振网络和输出匹配网络均连接于负阻网络；所述负阻网络包括超低噪场效应管M和反馈网络，所述谐振网络连接于超低噪场效应管M的栅极，所述输出匹配网络连接于超低噪场效应管M的漏极；所述反馈网络的一端连接于超低噪场效应管M的源极，另一端接地；所述反馈网络使得超低噪场效应管M的栅极获得负阻抗，并使得超低噪场效应管M的漏极获得高输出功率。

现有技术中，VCO频率稳定度低，调频范围窄并且电路复杂不易实现。本实用新型应用时，选用低噪声晶体管来产生负阻，该晶体管的最小噪声值在1GHz时是0.35dB。因此适合于高效率低相位噪声振荡器的设计。晶体管采用共源串联反馈拓扑结构，在栅极处获得负阻抗，在漏极处获得高输出功率，具体的原理详见实施例。本实用新型通过设置上述器件，通过对晶体管输出匹配网络结构进行合理设计，提出了一种宽调谐低相噪微带振荡器。这种设计理念所实现的振荡器不仅解决了目前存在的问题，而且其结构紧凑、成本低廉且易于实现，对VCO的研究意义重大。

进一步的，所述反馈网络包括微带线R3和微带线R4；所述微带线R3的一端接超低噪场效应管M的源极，另一端为开路；所述微带线R4的一端接超低噪场效应管M的源极，另一端通过阻抗Z2接地。

本实用新型应用时，微带线R3和微带线R4相当于是进行了串联反馈拓扑设计，通过这种串联反馈拓扑设计，将栅极的负阻抗增加到预期的工作频率范围，获得更宽的调谐范围。

进一步的，所述谐振网络包括微带线R1、微带线R2、变容二极管D、偏置网络Q1和偏置网络Q2；所述微带线R1、变容二极管D和微带线R2依次串联，且微带线R2远离变容二极管D的一端接超低噪场效应管M的栅极；所述微带线R1通过阻抗Z1接地；所述偏置网络Q1的一端连接于微带线R1，另一端接调谐电压；所述偏置网络Q2的一端连接于微带线R2，另一端接负电压。

本实用新型应用时，偏置网络用于过滤来自电源的任何不需要的信号调制或噪声注入，而在变容二极管调谐的压控振荡器设计中，调谐范围通常受到变容二极管调谐能力的限制。宽带调谐范围可以通过使用具有高电容比(最高电容值与最低电容值的比值)的变容二极管来获得。在本次设计中，通过砷化镓超突变结变容二极管提供调谐，其满足高电容比指标。该变容二极管由于串联电阻低，所以具有较低的最小电容值(0.178pF)和高的电容比(6.904)和高的Q因子。这些因素使超突变砷化镓二极管成为一种良好的选择，以获得所提出的设计的宽带调谐范围。

进一步的，所述输出匹配网络包括微带线R5、微带线R6、微带线R7、偏置网络Q3、电容Cblock和SMA连接线；所述微带线R5、微带线R7、电容Cblock和SMA连接线依次连接，且微带线R5远离微带线R7的一端连接于超低噪场效应管M的漏极；所述SMA连接线连接于输出端；所述微带线R6的一端连接于微带线R7远离电容Cblock的一端，微带线R6的另一端开路；所述偏置网络Q3的一端连接于微带线R7远离电容Cblock的一端，偏置网络Q3的另一端接正电压。

本实用新型应用时，偏置网络用于过滤来自电源的任何不需要的信号调制或噪声注入，微带线R5、微带线R6、微带线R7提供匹配阻抗，而电容Cblock用于防止由电源电压的微小变化引起的不必要的输出功率波动和频率偏差。

进一步的，所述偏置网络包括串联的四分之一波长线和径向短截线；所述径向短截线接电源。

进一步的，所述微带线R6为1/8波长开路线。

本实用新型应用时，利用了电容Cblock在基频附近的自谐振，是使基频几乎能无损耗的通过，而高于电容的自谐振频率时，该电容的寄生电感起主要作用，其阻抗随频率的增加而增加，使得在二次谐波处其阻抗较大，从而加强了二次谐波抑制。也就是1/8波长开路线在二次谐波频率处相当于1/4波长开路线，也相当于一个对地的带通滤波器，因而能有效地抑制了二次谐波。

进一步的，所述超低噪场效应管M在1GHz的最小噪声值是0.35dB。

本实用新型与现有技术相比，具有如下的优点和有益效果：

本实用新型一种宽调谐低相噪微带压控振荡器，通过设置上述器件，通过对晶体管输出匹配网络结构进行合理设计，提出了一种宽调谐低相噪微带振荡器。这种设计理念所实现的振荡器不仅解决了目前存在的问题，而且其结构紧凑、成本低廉且易于实现，对VCO的研究意义重大。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本实用新型实施例的进一步理解，构成本申请的一部分，并不构成对本实用新型实施例的限定。在附图中：

图1为现有技术中LC压控振荡器模型示意图；

图2为本实用新型结构示意图；

图3为本实用新型实施例示意图；

图4为本实用新型实施例示意图；

图5为本实用新型实施例示意图；

图6为本实用新型实施例示意图；

图7为本实用新型实施例示意图；

图8为本实用新型实施例示意图；

图9为本实用新型实施例示意图；

图10为本实用新型实施例示意图；

图11为本实用新型实施例示意图。

具体实施方式

为使本实用新型的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合实施例和附图，对本实用新型作进一步的详细说明，本实用新型的示意性实施方式及其说明仅用于解释本实用新型，并不作为对本实用新型的限定。

实施例

如图2所示，本实用新型一种宽调谐低相噪微带压控振荡器，包括谐振网络、负阻网络和输出匹配网络；所述谐振网络和输出匹配网络均连接于负阻网络；所述负阻网络包括超低噪场效应管M和反馈网络，所述谐振网络连接于超低噪场效应管M的栅极，所述输出匹配网络连接于超低噪场效应管M的漏极；所述反馈网络的一端连接于超低噪场效应管M的源极，另一端接地；所述反馈网络使得超低噪场效应管M的栅极获得负阻抗，并使得超低噪场效应管M的漏极获得高输出功率。

本实施例实施时，选用低噪声晶体管来产生负阻，该晶体管的最小噪声值在1GHz时是0.35dB。因此适合于高效率低相位噪声振荡器的设计。晶体管采用共源串联反馈拓扑结构，在栅极处获得负阻抗，在漏极处获得高输出功率，具体的原理详见实施例。本实用新型通过设置上述器件，通过对晶体管输出匹配网络结构进行合理设计，提出了一种宽调谐低相噪微带振荡器。这种设计理念所实现的振荡器不仅解决了目前存在的问题，而且其结构紧凑、成本低廉且易于实现，对VCO的研究意义重大。

下面阐述本实用新型的技术效果的原理：

在本实用新型中，振荡器的设计是基于负阻抗方法。在确定振荡器的设计指标后，首先就是确定设计所用到的变容二极管及晶体管。然后确定负阻振荡电路，采用共源串联反馈拓扑结构，将所设计后的电路进行匹配，从而构造出新的匹配电路。最后对其进行仿真调试以达到设计指标。

进行谐振网络设计时，在变容二极管调谐的压控振荡器设计中，调谐范围通常受到变容二极管调谐能力的限制。宽带调谐范围可以通过使用具有高电容比(最高电容值与最低电容值的比值)的变容二极管来获得。在本次设计中，通过砷化镓超突变结变容二极管提供调谐，其满足高电容比指标。

如图3所示，图3为变容二极管容值与偏置电压的关系曲线，图3显示变容电容CV随变容二极管偏置电压变化。从零偏置电压(COV)到二极管击穿电压(CVB)，CV单调下降。其中电容比γ是

该变容二极管由于串联电阻低，所以具有较低的最小电容值(0.178pF)和高的电容比(6.904)和高的Q因子。这些因素使超突变砷化镓二极管成为一种良好的选择，以获得所提出的设计的宽带调谐范围。此外，该变容二极管的高Q因数适合于低相位噪声性能的VCO。

在谐振网络的设计中，目的是在7-9GHz的所需工作频率范围内保持输入阻抗的实部尽可能小，因为晶体管产生的所需负阻抗限制在所需的工作频率范围。还期望输入阻抗的虚部符号切换尽可能快，以增加谐振网络的Q因子。

晶体管的确定是振荡器设计中一个重要而关键的步骤。最重要的振荡器规格，如输出功率电平和相位噪声性能，直接关系到晶体管的性能。从(2)中修正的Lieeson方程可以看出，晶体管的噪声系数值应尽可能小，以获得良好的相位噪声性能。混合或异质结场效应晶体管(HJFET)是优选的，因为其改善的噪声系数性能。

其中，是相位噪声(dBc/Hz)，QL是调谐电路的负载Q，Q0是调谐电路的卸载，fm是与载波(Hz)的频率偏移，f0是中心频率(Hz)，fc是闪烁频率(Hz)，T是工作温度(°K)，Ps,av是振荡器输出的平均功率(W)，F是有源器件的噪声因子，R是调谐二极管的等效噪声电阻，Ko是VCO调制灵敏度(Hz/V)，K是Boltzman常数(J/°K)。

设计选用超低噪场效应管。这个晶体管在1GHz(ID＝10mA)的最小噪声值是0.35dB。设计的晶体管采用50倍源电阻(ID＝10mA和VDD＝2.5V)进行自偏置。采用Rogers3003(εr＝3.0±0.04,Tand＝0.0013)厚度为0.762mm基板进行设计。

在本研究中，振荡器的设计是基于负阻抗方法。由于所设计VCO需要展示一个宽调谐范围，因此在这个设计中最大的挑战是在宽带调谐范围获得一个负电阻。采用图4所示的共源串联反馈拓扑结构，在栅极获得负阻抗，在漏极获得高输出功率。设计了一个串联反馈结构，将栅端的负阻抗增加到预期的工作频率范围7-9GHz。

如果在晶体管输入端满足振荡条件，则在晶体管的输出端可以看到振荡。为了实现自持续振荡，设计了满足晶体管输入振荡条件的负载网络。必须提供以下条件(3)-(5)以保证振荡在期望的频率:

RIN(f0)+RT(f0)<0 (4)

XIN(f0)+XT(f0)＝0 (5)

其中RIN为晶体管输入输入阻抗的实部，RT为决定频率电路输入阻抗的实部，XIN为晶体管输入阻抗的虚部，XT为决定频率电路输入阻抗的虚部。为了提供给定的振荡条件(3)-(5)，使用频率决定网络(ZT)在7-9ghz频率范围内的阻抗值和0-20V的可变调谐电压来确定晶体管所需的输入阻抗值。晶体管所需输入反射系数可表示为(6)、(7):

使用式(7)，负载反射系数可以表示为式(8)，然后使用计算得到的晶体管的输入反射系数(7-9GHz频率范围)，从式(8)中计算出所需的负载反射系数。式(7)和式(8)中的S参数属于具有串联反馈结构的晶体管；S参数是从具有串联反馈结构的晶体管的栅极和漏极端获得的，串联反馈结构连接到晶体管的源极端。然后使用式(9)计算微带线的50Ω特性阻抗和7-9GHz频率范围的负载网络所需的输入阻抗值:

在计算负载网络在8-9Ghz之间所需的输入阻抗值后，使用1/8工作波长开路线阻抗匹配网络提供负载网络的输入阻抗值。最后，将阻抗网络、带串联反馈的晶体管和负载网络组合成一个电路。偏置网络包括四分之一波长线和径向短截线，用于过滤来自电源的任何不需要的信号调制或噪声注入；直流旁路电容用于防止由电源电压的微小变化引起的不必要的输出功率波动和频率偏差。

在宽调谐压控振荡电路中，对振荡器的分析除了可以采用反馈分析方法，还可采用负阻分析法。如图5为典型的双端口晶体管振荡器电路模型。在晶体管负阻振荡器中，我们常常利用正反馈使共源或者共栅的晶体管工作在不稳定区，再选择合适的终端网络ΓT，使得从晶体管输入处看进去的负阻较大。假设晶体管输入处看进去的阻抗Zin为：

Zin＝Rin+jXin (10)

谐振网络阻抗ZL为：

ZL＝RL+jXL (11)

其中Rin为晶体管输入阻抗Zin是的实部，Xin为Zin的虚部，RL为谐振网络阻抗ZL的实部，为谐振网络阻抗ZL的虚部。

则在实际应用时，通常选取谐振网络的阻抗ZL应满足：

RL＝-Rin/3 (12)

XL＝-Xin (13)

当振荡产生在谐振网络和晶体管之间时，同时在输出匹配网络也将产生振荡。

如图2所示为负阻振荡器原理图，选用低噪声晶体管来产生负阻，该晶体管的最小噪声值在1GHz时是0.35dB。因此适合于高效率低相位噪声振荡器的设计。晶体管采用共源串联反馈拓扑结构，在栅极处获得负阻抗，在漏极处获得高输出功率。输出端加载1/8工作波长开路线的匹配方式，进行抑制二次谐波。

根据式(10)-式(13)，可推导出谐振网络的阻抗应满足：

ZL＝-Rin/3-jXin (14)

利用谐波平衡法对图2所示振荡电路进行分析，其结果如图6和图7所示。其中，图6是未加八分之一波长开路线是其仿真图，仿真振荡频率为8.51GHz，输出功率-0.13dBm，二次谐波抑制度为20.14dBc。图7是加载八分之一波长开路线的匹配方式，仿真振荡频率为8.52GHz，输出功率7.14dBm，二次谐波抑制度为41.71dBc。对比两图可知，加载八分之一波长的开路线能够有效的抑制二次谐波。

如图8所示，分析该匹配原理图可知：这里利用了电容Cblock在基频附近的自谐振，是使基频几乎能无损耗的通过，而高于电容的自谐振频率时，该电容的寄生电感起主要作用，其阻抗随频率的增加而增加，使得在二次谐波处其阻抗较大，从而加强了二次谐波抑制。即开路线在二次谐波频率处相当于开路线，也相当于一个对地的带通滤波器，因而能有效地抑制了二次谐波。

如图9和图10所示，图9为VCO的线性曲线图，图10为VCO的输出功率曲线图，振荡器的频率可以从7.98GHz调到9.12GHz，电压调谐范围1-15V，功率的变化范围为4.52dBm-7.14dBm。在图9所示的VCO输出功率曲线图中，调谐电压1V到8V，输出功率的变化呈现线性；从8V之后，输出功率几乎不变。如图11所示是该振荡器相位噪声的输出曲线图。该振荡器相位噪声在100KHz偏移的噪声值为-114.829dBc/Hz，在1MHz偏移的噪声值为-134.831dBc/Hz。

综上所述，设计一种具有宽调谐范围的压控振荡器。振荡器是在平面印刷电路板上制作的。经仿真测得该压控振荡器中心频率为8.5GHz，输出功率为4.52dBm-7.14dBm,可获得1120MHz的调谐带宽。设计的振荡器相位噪声在100KHz偏移的噪声值为-114.829dBc/Hz，在1MHz偏移的噪声值为-134.831dBc/Hz。

以上所述的具体实施方式，对本实用新型的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本实用新型的具体实施方式而已，并不用于限定本实用新型的保护范围，凡在本实用新型的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。