一种CMOS电容中和有源混频器的制作方法

本发明属于混频器领域，具体涉及一种cmos电容中和有源混频器。

背景技术：

适应多频带和多模通信协议的可配置无线收发器正在全世界广泛采用，在其硬件实现中，接收机的宽带、低噪声和高线性度的参数要求对电路设计者来说非常重要的考量。在典型的接收链路中，作为关键构建模块之一的下变频混频器对接收机的噪声和线性度具有显著影响。因此，混频器的设计充满了挑战。

虽然无源混频器由于良好的线性度和低闪烁噪声而越来越受欢迎，但这种混频器的固有转换损耗和差的端口隔离度通常会产生更大的噪声系数和iq串扰问题。相比之下，有源混频器具有高转换增益和出色的端口隔离度，可为后续构建的模块提供更好的噪声抑制。在通常称为吉尔伯特混频器的有源混频器中，由本振大信号驱动的开关对用于射频电流的换向，并完成射频到中频的频率变换。

有源混频器的噪声主要来源于射频跨导级的热噪声和开关级的闪烁噪声。为了降低开关级的闪烁噪声，通常的做法是采用如图1所示的电流注入型有源混频器(j.park,c.-h.lee,b.-s.kim,andj.laskar,“designandanalysisoflowflicker-noisecmosmixersfordirect-conversionreceivers,”ieeetrans.microw.theorytech.,vol.54,no.12,pp.4372–4380,dec.2006.)。它通过恒流源为跨导级提供大部分的偏置电流，从而降低流过开关管的直流电流，进而降低混频开关级的闪烁噪声。但这样做的后果是在开关级的源极引入较大的寄生电容，同时恒流源本身不提供增益却引入噪声；并且它的负载电阻阻值较高，这降低了混频器的线性度性能。此外，如图2所示的一种低噪声混频器电路(b.guo,h.wang,andg.yang,“awidebandmergedcmosactivemixerexploitingnoisecancellationandlinearityenhancement,”ieeetrans.microw.theorytech.,vol.62,no.9,pp.2084–2091,sep.2014.)，它利用了匹配网络的耦合实现了带宽的增加，噪声消除跨导级降低了电路的噪声指数。同时注意到一种开关跨导型混频器的提出(e.a.klumperink,s.m.louwsma,g.j.wienk,andb.nauta,“acmosswitchedtransconductormixer,”ieeej.solid-statecircuits,vol.39,no.8,pp.1231–1240,2004.)，它将本振信号由尾电路晶体管输入，使得跨导晶体管轮换导通，具有较低的噪声指数。不过，因为需要将尾电流晶体管工作在三极管区，需要大的交流本振信号，这又对端口隔离度的性能提出了挑战。

技术实现要素：

针对背景技术所存在的问题，本发明的目的在于提供一种cmos电容中和有源混频器，通过设计两个电容交叉耦合电路单元，并且两个电容交叉耦合电路单元中的nmos晶体管和pmos晶体管堆叠连接，使电路具有低噪声、高带宽、高线性度和隔离度，并同时兼顾功耗。

为实现上述目的，本发明的技术方案如下：

一种cmos电容中和有源混频器，包括跨导输入级、开关混频级和输出负载级，其中，所述跨导输入级接收射频电压信号，将射频电压信号转换为射频电流信号，然后输入至所述开关混频级，由所述开关混频级将电流信号进行周期性换向，使电流信号频率从射频变换到中频，再将中频电流信号传输至所述输出负载级，所述输出负载级将中频电流信号转换为中频电压信号输出，其特征在于，所述跨导输入级包括两个电容交叉耦合电路单元、连接所述电容交叉耦合电路单元和射频电压的第一中和电容cntr1和第二中和电容cntr2。

进一步地，所述两个电容交叉耦合电路单元通过单元中的nmos晶体管和pmos晶体管堆叠连接。

进一步地，所述跨导输入级包括第一pmos晶体管mp1、第二pmos晶体管mp2和第一nmos晶体管mn1、第二nmos晶体管mn2；其中，第一pmos晶体管mp1的漏极和第一nmos晶体管mn1的漏极相连，通过第二中和电容cntr2接射频电压负极-vin，第二pmos晶体管mp2的漏极和第二nmos晶体管mn2的漏极相连，通过第一中和电容cntr1接射频电压正极+vin，第一pmos晶体管mp1的栅级通过第一电容ccp1连接至第二pmos晶体管mp2的源级，第二pmos晶体管mp2的栅级通过第二电容ccp2连接至第一pmos晶体管mp1的源级，第一nmos晶体管mn1的栅级通过第四电容ccn2连接至第二nmos晶体管mn2的源级，第二nmos晶体管mn2的栅级通过第三电容ccn1连接至第一nmos晶体管mn1的源级；第一电容ccp1的第二端接第一电感lsp的第二端，第二电容ccp2的第一端接第一电感lsp的第一端，第三电容ccn1的第一端接第二电感lsn的第一端，第四电容ccn2的第二端接第二电感lsn的第二端；第一pmos晶体管mp1的源级和第二pmos晶体管mp2的源级分别接第一电感lsp的第一端和第二端，第一nmos晶体管mn1的源级和第二nmos晶体管mn2的源级分别接第二电感lsn的第一端和第二端，第一电感lsp第一端通过第五电容c5连接到射频电压正极+vin，第二电感lsn的第一端通过第六电容c6连接到射频电压正极+vin，第一电感lsp第二端通过第七电容c7连接到射频电压负极-vin，第二电感lsn的第二端通过第八电容c8连接到射频电压负极-vin，第一电感lsp的第三端接电源vdd，第二电感lsn的第三端接地，所述跨导输入级用于接收射频电压信号并将射频电压信号转换为射频电流信号，降低电路噪声。

进一步地，所述开关混频级包括第三nmos晶体管m3、第四nmos晶体管m4、第五nmos晶体管m5和第六nmos晶体管m6；其中，第三nmos晶体管m3的源级和第四nmos晶体管m4的源级连接在一起，通过第三电感l3连接到第一pmos晶体管mp1的漏级和第一nmos晶体管mn1的漏级，第五nmos晶体管m5的源级和第六nmos晶体管m6的源级连接在一起，通过第四电感l4连接到第二pmos晶体管mp2的漏级和第二nmos晶体管mn2的漏级，第三nmos晶体管m3的漏级和第五nmos晶体管m5的漏级连接在一起，接中频电压正极if+，第四nmos晶体管m4的漏级和第六nmos晶体管m6的漏级连接在一起，接中频电压负极if-；第三nmos晶体管m3的栅极接本振电压正极vlo+，第四nmos晶体管m4的栅极接本振电压负极vlo-，第五nmos晶体管m5的栅极接本振电压负极vlo-，第六nmos晶体管m6的栅极接本振电压正极vlo+；开关混频级由本振信号控制，对电流信号进行周期性换向，将频率从射频变换到中频，完成频率下变换。

进一步地，所述输出负载级包括第一电阻r1、第二电阻r2和第九电容c9；其中，第一电阻r1的第一端接电源vdd，第二端接中频电压正极if+，第二电阻r2的第一端接电源vdd，第二端接中频电压负极if-，第九电容c9的第一端接中频电压正极if+，第二端接中频电压负极if-，所述输出负载级用于将中频电流信号转换为中频电压信号。

综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：

1.通过电容交叉耦合电路单元中的nmos晶体管和pmos晶体管堆叠连接，增强了跨导，具有更少的寄生效应，并且过量噪声因子是传统共栅拓扑的一半，跨导输入级可以具有更低的噪声输出，并且nmos晶体管和pmos晶体管堆叠连接降低了整个电路的功耗。

2、跨导输入级中电感用于吸收输入端口处的寄生效应，使电路有良好的宽带性能；并且电感与nmos晶体管和pmos晶体管漏极堆叠连接，构成宽带π型匹配网络，从而使混频器的转换增益变得平坦，并且与寄生效应共振也有利于降低混频器的间接噪声输出。

3.电容中和技术通过米勒效应补偿隔离度的降低，增强跨导级的环路增益，从而改善混频器的线性度。

附图说明

图1是现有电流注入型有源混频器电路图。

图2是现有的一种低噪声混频器电路图。

图3是本发明cmos电容中和有源混频器电路图。

图4是本发明cmos电容中和有源混频器的电容中和的等效模型图。

图5是本发明cmos电容中和有源混频器的用于带宽分析的简化半混频器模型图。

图6是本发明cmos电容中和有源混频器的输入反射系数图。

图7是本发明cmos电容中和有源混频器的转换增益和噪声系数图。

图8是本发明cmos电容中和有源混频器的线性度图。

图9是本发明cmos电容中和有源混频器的端口隔离度图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合实施方式和附图，对本发明作进一步地详细描述。

如图3所示为本发明提出的一种cmos电容中和有源混频器电路图，本发明的技术方案为：一种cmos电容中和有源混频器，包括：跨导输入级、开关混频级和输出负载级。跨导输入级接收射频电压信号，将射频电压信号转换为电流信号；开关混频级由本振信号控制，对电流信号进行周期性换向，将频率从射频变换到中频，完成频率下变换。随后，换向中频电流信号在输出负载级被转换为中频电压。其中，跨导输入级包括第一pmos晶体管mp1、第二pmos晶体管mp2和第一nmos晶体管mn1、第二nmos晶体管mn2，跨导输入级通过第二中和电容cntr2接射频电压负极-vin，通过第一中和电容cntr1接射频电压正极+vin；开关混频级包括第三nmos晶体管m3、第四nmos晶体管m4、第五nmos晶体管m5和第六nmos晶体管m6，开关混频级通过第三电感l3和第四电感l4与跨导输入级相连；输出负载级包括第一电阻r1、第二电阻r2和第九电容c9。具体地，将电容中和技术应用于跨导输入级以改善混频器的隔离度和线性度，nmos晶体管和pmos晶体管堆叠连接的架构大大节省了跨导器的功耗。此外，无源匹配网络用于改善带宽和增益平坦度。

跨导输入级总有效跨导gmeff可写为

参数gm1和cgs1分别是晶体管mn1和mp1的复合跨导和寄生效应。通常我们有cc>>cgs1的关系(注意：电容值cc＝ccn1+ccp1，cgs1＝cgsn1+cgsp1)，然后需要保持信号源阻抗rs＝1/2gm1以保证输入匹配。进一步假设混频器的开关对是理想的，转换增益可以表示为：

系数2/π为频率转换因子，增加gm1可以获得更好的增益性能，电阻值rl＝r1＝r2。在确定的电流约束下，即通过nmos晶体管和pmos晶体管的电流大小一致，我们为跨导设计堆叠的nmos/pmos结构，用来提供增强的跨导并且具有更少的寄生效应。

通过线性叠加方法对跨导输入级中的噪声源进行小信号分析，得出下面的噪声指数

其中参数γ表示器件的噪声因子，且饱和区的器件α≈1。再次使用cc>>cgs1的关系，作为(3)的第二项的过量噪声因子是传统共栅拓扑的一半，跨导输入级可以具有较低的噪声输出。

跨导输入级输入和输出之间的中和电容cntr(cntr包括cntr1和cntr2)对电路具有双重效果。如图4，图中带有-1的三角形表示增益为-1，首先交叉耦合cntr1带来的电容中和可以通过米勒效应补偿隔离度的降低。跨导输入级的米勒电容cds1连接在输入和输出之间，可以等效为直接接地的输入和输出电容，我们进一步添加电容cntr以补偿cds1效应。输入和输出等效容抗cin,ds1和cout,ds1如下所示

scin,ds1＝scds1(1-av)+scntr(1+av)≈0(4)

其中gmsw是开关混频级的跨导，aν为混频器的转换增益，s＝jω，(4)和(5)中使用aν>1的近似条件。如果我们有cntr＝cds1，就可以避免对输入端口的米勒效应，然后隔离度将得到改善。

其次，由电容cntr带来的反馈效果可以提高跨导输入级的环路增益，从而提高线性度。由于有源混频器的失真主要来自跨导输入级，为简单起见，我们忽略了开关混频级的失真。所提出的跨导输入级的输入三阶交调点(iip3)为：

其中zl为输出负载级的阻抗，可以看出，与传统的电容交叉耦合跨导输入级相比，基于电容中和技术的跨导输入级将其环路增益增加了(1+2scntrzl)/(1+scntrzl)倍，所以可以大幅提升iip3。

图5所示为用于带宽分析的简化半混频器模型图。混频器3db带宽原则上与cgs1，cp2和cp3产生的三个极点有关。混频器的总时间常数为

其中cp2为图5中vx节点处的寄生电容，cp3为开关混频级的寄生电容，ro1和rsw分别为输入晶体管mn1/mp1的输出电阻和开关对的源电阻，而cgs1等于cgsn1+cgsp1。电容中和技术仅补偿cds1效应的隔离降级，但对cgs1无效。因此，为了具有良好的输入匹配，必须使用电感ls(包括lsp和lsn)来吸收输入端口处的寄生效应并在6ghz的中心频率下使其谐振。由于输入网络的负载q因子等于rs/sls，因此值较低，它使电路具有良好的宽带特性。此外，将电感l3和电感l4插入电路中以构成宽带π型匹配网络，然后cp2和cp3会产生很大的共振，从而使混频器的转换增益变得平坦，与这些寄生效应共振也有利于降低混频器的间接噪声输出。

本发明采用28nmcmos工艺进行设计，使用spectrerf软件仿真，混频器的输入反射系数如图6所示，在2-9.6ghz频率范围内观察到后仿真的输入反射系数s11<10db，前仿真和后仿真的频率偏差可归因于布局提取后增加的寄生效应。类似地，已经对混频器的增益cg和噪声性能nf进行了前仿真和后仿真，所提出的混频器由-1dbm的正弦本振功率驱动，图7展示了当中频频率固定在100mhz附近时，所提出的混频器的模拟电压转换增益相对于输入射频频率的变化，混频器在更宽的频率范围内具有11.5db的平坦增益曲线。使用相同的中频频率，相对于射频频率的噪声指数的变化也在图7中展示，模拟后双边带(dsb)噪声指数nf在通带上从3.9db到4.7db变化，该混频器实现了出色的低噪声指数。使用电容中和技术的混频器的仿真展示出了出色的线性度和端口隔离度，如图8所示，在3db带宽内具有10mhz音调间隔的双音测试表明了iip3变化范围为3.7～6.3dbm，而如果中和cntr连接断开(即图8中w/ocntr曲线)，iip3降低到0dbm左右。图9给出了混频器的端口隔离度图，rf-if(射频-中频)的平均隔离度高达52.5db，而lo-if(本振-中频)的最小隔离度超过了30db。同样，当cntr连接断开时(即图9中w/ocntr曲线)，带宽内的rf-if隔离度减少约10db。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，本说明书中所公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换；所公开的所有特征、或所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以任何方式组合。