一种应用于单光子探测阵列的高线性度时间-幅度转换电路的制作方法

本发明提出了一种基于模拟定时技术测量光子飞行时间的时间-幅度转换电路，属于单光子探测技术领域。

背景技术：

单光子雪崩光电二极管(single-photonavalanchediode,spad)具有雪崩增益高、对单光子响应速度快、探测灵敏度高、制造成本低、功耗低等显著优势，能够获得光子信号的时间和空间信息，已在激光测距、生物荧光寿命探测和3d成像等方面显示出广泛的应用前景。基于spad探测器成像技术所采用的飞行时间测量法，主要采取时间-数字转换方法(timetodigitalconvert,tdc)，尽管tdc电路具有较高的时间分辨率，以及较强的抑制噪声能力和抗干扰能力，但它的结构复杂，管子数量庞大，功耗增大，且占用的面积过大，降低了有效探测面积，严重影响了像素单元的填充因子及电路密度和集成度。在工艺尺寸不断减小的大背景下，有效地提高探测精度，距离分辨率、时间分辨率，并且需要减小像素单元的面积，提高像素单元的填充因子就成为了亟待解决的问题。时间-幅度转换(timetoamplitudeconvert,tac)的方法采用的晶体管数量远小于tdc电路，有利于提高填充因子，因此有必要对tac电路进行进一步研究。然而基于运算放大器的电容积分型tac电路和电流镜式tac电路仍然存在一些问题。第一，由于计时电容的正极板电压不断变化，导致开关管两端的电压不断地变化，从而导致了因mos管进入线性区后积分电流不稳定地现象。第二，对于开关电容电路具有不稳定因素，如开关节点的时钟馈通效应和开关关闭后的漏电现象；第三，电容的大小和计时范围与版图面积之间存在矛盾，传统的tac电路采用运算放大电路造成电路版图面积增大，填充因子降低，因此对基于运算放大器的积分型tac电路和电流镜式tac进行优化是极为必要的。

技术实现要素：

发明目的：针对传统积分式及电流镜式tac电路积分电流不稳定、线性度差、漏电、版图面积大、功耗高、像素单元填充因子低等问题，本发明提出一种应用于单光子探测器的高线性度、低功耗和具有较长保持能力的时间-幅度转换电路。

技术方案：

一种应用于单光子探测阵列的高线性度时间-幅度转换电路，包括计时电容c，三个反相器inv0、inv1、inv2，8个pmos管mp0，mp1，mp2，mp3，mp4，mp5，mp6，mp7以及7个nmos管mn0，mn1，mn2，mn3，mn4，mn5，mn6；

光子雪崩脉冲输入信号photon连接mn6的栅极；mn6的源极连接gnd，漏极分别与mp5的漏极、inv1的输入端口、inv2的输出端口连接，并标记为使能信号enable；inv1的输出端口连接inv2的输入端口；输入起始信号start连接inv0的输入端口，inv0的输出端口连接mp5的栅极，并标记为信号start_n；mp5的源极连接vdd；输入电流信号ibias连接mn0的漏极，同时与mn0、mn1、mn2的栅极连接；mn0、mn1、mn2的源极均连接到gnd，mn1的漏极分别与mp0和mp1的漏极、mp4的栅极连接，mn2的漏极与mp2的漏极连接，同时与mp2和mp3的栅极连接；mp0、mp1、mp2、mp3的源极均与vdd连接，mp0的栅极与使能信号enable连接，mp1的栅极分别与mp3的漏极、mp4的源极连接；mp4的漏极与计时电容c的正极板连接，同时与mn3的漏极和mp7的栅极连接，计时电容c的负极板连接gnd；mn3的栅极连接使能信号enable，源极分别与mn4的漏极、mn5的漏极和mn5的源极连接；mn4的源极连接gnd；mn5的衬底连接到gnd，栅极连接到信号start_n；读出信号read连接mp6的栅极；mp6的源极与vdd连接，漏极与mp7的源极连接并连接到输出端口vout，mp7的漏极连接gnd。

mn0、mn1、mn2和mp2、mp3组成电流镜结构，为计时电容c充电提供稳定持续的电流；mp1和mp4组成高输出阻抗的主控开关，其中mp4为3.3v管子，控制计时电容c稳定的充电；mp0、mn3、mn4、mn5作为mos开关控制计时电容c的使能与复位；mp6和mp7组成源极跟随器，将计时电容c上的电压变化读出；反相器inv0、inv1、inv2和mp5、mn6组成使能信号产生电路。

所述计时电容c选用80ff计时电容c。

有益效果：

1.本发明提出的时间-幅度转换电路采用高输出阻抗开关结构，从而提高了充电电流的稳定性，使得该tac与传统积分式和电流镜式tac相比具有很高的积分线性度，dnl小于±0.1lsb，同时降低了时钟馈通效应，且减少了衬底调制结构也可达到停止积分后具有很长保持时间地效果。

2.本发明提出的时间-幅度转换电路采用小尺寸的计时电容c，13个mos管，摒弃了传统积分式的运算放大电路和电流镜式的单位增益电压跟随器，该tac管子数量少，结构简易，大幅度降低了电路的整体功耗。

3.本发明提出的时间-幅度转换电路采用3个反相器和2个mos管组成的控制信号产生电路，结构和控制时序简单，仅需要两个输入信号就可以完成直接测量飞行时间和间接测量飞行时间两种方法，且电路均采用小尺寸mos管，大幅度降低版图面积，有效地提高了像素单元地填充因子、电路密度和集成度，且制造采用cmos工艺，制造成本低，各级电路的一致性好、成品率高。

附图说明

图1为本发明提出的时间-幅度转换电路原理图。

图2为本发明提出的时间-幅度转换电路的工作时序图。

图3为本发明提出的时间-幅度转换电路的仿真结果图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例，进一步阐明本发明。

本发明提出一种应用于单光子探测器的高线性度、低功耗和具有较长保持能力的时间-幅度转换电路。具体的技术方案是设计了一种高线性度的时间-幅度转换电路，该电路由1个计时电容c，3个反相器和15个mos管组成，其中包括8个pmos管mp0，mp1，mp2，mp3，mp4，mp5，mp6，mp7和7个nmos管mn0，mn1，mn2，mn3，mn4，mn5，mn6。光子雪崩脉冲输入信号photon连接nmos管mn6的栅极，它的源极连接gnd，它的漏极分别与pmos管mp5的漏极、反相器inv1的输入端口、inv2的输出端口连接，并标记为使能信号enable，inv1的输出端口连接inv2的输入端口。输入起始信号start连接反相器inv0的输入端口，它的输出端口连接mp5的栅极，并标记为信号start_n，mp5的源极连接vdd。输入电流信号ibias连接nmos管mn0的漏极，同时与mn0、mn1、mn2的栅极连接。mn0、mn1、mn2的源极都连接到gnd，mn1的漏极分别与mp0和mp1的漏极、mp4的栅极连接，mn2的漏极与mp2的漏极连接，同时与mp2和mp3的栅极连接。pmos管mp0、mp1、mp2、mp3的源极都与vdd连接，mp0的栅极与使能信号enable连接，mp1的栅极分别与mp3的漏极、mp4的源极连接。mp4的漏极与计时电容c的正极板连接，同时与mn3的漏极和mp7的栅极连接，计时电容c的负极板连接gnd。mn3的栅极连接使能信号enable，它的源极分别与mn4的漏极、mn5的漏极和源极连接。mn4的源极连接gnd。mn5的衬底连接到gnd，它的栅极连接到信号start_n。读出信号read连接pmos管mp6的栅极，它的源极与vdd连接，它的漏极与mp7的源极连接并连接到输出端口vout，mp7的漏极连接gnd。nmos管mn0、mn1、mn2和pmos管mp2、mp3组成电流镜结构，为计时电容c充电提供稳定持续的电流。mp1和mp4组成一种高输出阻抗的主控开关，其中mp4为3.3v管子，控制计时电容c稳定的充电。mp0、mn3、mn4、mn5作为mos开关控制计时电容c的使能与复位。mp6和mp7组成源极跟随器，将计时电容c上的电压变化读出。反相器inv0、inv1、inv2和mp5、mn6组成使能信号产生电路。

整个电路的工作流程分为四个阶段，即启动复位阶段、积分计时阶段、停止计时阶段和信号读出阶段：

(1)启动复位阶段：系统上电，将起始信号start置为高电平，系统开始发射激光，它的反向信号start_n为低电平，光子雪崩脉冲输入信号为低电平，此时，pmos管mp5导通，nmos管mn6截止，使能信号enable被置为高电平，并在反相器inv1和inv2的作用下保持。从而使得mp0处于截止状态，由mn0、mn1组成的电流镜结构正常工作，mp4的栅极电平由mn1的漏源电压vds(sat)提供，因此，mp4处于导通状态。而缘于使能信号和起始信号start同时处于高电平，mn3和mn4皆处于导通状态，因此整体电路的工作电流通过mn3和mn4流向gnd，从而使得计时电容c被复位清零。

(2)积分计时阶段：当起始信号start电位变成低电平，它的反向信号start_n变为高电平，pmos管mp5处于截止状态，由于光子仍未返回，光子雪崩脉冲信号photon仍为低电平，nmos管mn6处于截止状态，缘于反相器inv1和inv2的作用，使能信号enable仍然被保持为高电平。由于起始信号start变为低电平，nmos管mn4处于截止状态，使得mn4的漏极为高电平，尽管使能信号enable仍然处于高电平，但缘于栅源电压vgs<vth,，mn3仍然处于截止状态。由于使能信号enable为高电平，mp0处于截止状态，使得mp4的栅极电压在电流镜的作用下仍然为vds(sat)，mp4处于导通状态，整体电路的电流经过计时电容c流向gnd，因此，计时电容c开始积分计时。

(3)停止计时阶段：当返回的光子触发雪崩脉冲信号photon变为高电平时，nmos管mn6处于导通状态，起始信号start处于低电平，pmos管mp5处于截止状态，从而使能信号enable被置为低电平，并由反相器inv1和inv2的作用保持为低电平。此时mp0为导状态通，使得mp4的栅极被置为高电平，mp4处于截止状态，同时mn3处于截止状态，整体电路的电流无法流经计时电容，因此计时电容c停止积分。

(4)信号读出阶段：读出信号read在低电平时候有效，因此，当读出信号为低电平时，pmos管mp6导通，mp6和mp7组成的源极跟随器开始正常工作，将计时电容c正极板的电压传输输出端口vout。当计时电容c处于积分状态，如果充电电流是稳定，则计时电容c两端的电压与光子飞行时间存在着线性关系。如果光子的到达时间早，计时电容c的充电时间短，则积分出来的电压值就小，如果光子的达到时间晚，计时电容c的充电时间长，则积分出来的电压值就大。因此，根据第一步骤的起始信号start和第三步骤的光子雪崩脉冲信号photon计算出起始和终止的电压差，进一步计算出光子飞行时间，从而实现了时间-幅度的转换。

具体实施例：

本发明基于标准0.18μm的cmos工艺对上述基于计时电容c充电计时的线性时间-幅度转换电路进行了仿真，仿真参数具体如下：计时电容c取80ff，pmos管mp4采用3.3v管子，其余均为1.8v管子，雪崩脉冲输入信号设置为脉宽取1ns的方波；基于以上仿真参数，本发明进行了时长600ns的仿真，积分时间为120ns，并得到如图3所示的仿真结果图。图中横坐标为仿真时间，纵坐标为输出端的电压值。启动复位，在起始信号start和使能信号enable的作用下，计时电容c被复位至30mv；当起始信号start信号结束，计时电容开始充电；随后，当电路检测到第一个光子雪崩脉冲信号photon时，通过该信号触发使得使能信号enable改变，从而停止了计时电容积分。完成了测量从发射激光到光子返回的时间间隔，该模式下输出端电压的波形随着仿真时间也呈现很好的线性变化。经过设计，80ff的电容可以实现120ns范围的积分计时，电压摆幅超过1.2.v，时间分辨率达到234ps，dnl达到±0.05lsb，相比于传统式tac和电流积分式tac电路，不仅可以实现同等功能，电路功耗和电路面积也大幅度减小。整体电路管子参数具体如下：pmos管mp0和mp1为8μm/0.18μm，mp2和mp3为3μm/1μm，mp4为0.8μm/0.18μm，mp5为2μm/0.18μm，mp6和mp74μm/1μm。nmos管mn0和mn2为4μm/1μm，mn1为16μm/1μm，mn3，mn4，mn5为0.5μm/0.18μm，mn6为2μm/0.18μm。

为了能够实现高线性度的时间-幅度转换，并且能够减少时钟馈通效应，延长保持时间，大幅度地减小版图面积，降低电路功耗，提高像素单元的填充因子，本发明利用模拟定时检测光子飞行时间的方案，采用高输出阻抗的开关结构，其中mp4采用3.3v管子，并选用80ff计时电容c，对它正极板上的电荷监测，采取记录从起始信号start结束到光子雪崩脉冲信号photon到来的时间间隔，即当起始信号start为高电平时，对计时电容c进行复位操作，当该信号结束，计时电容c开始积分，当光子雪崩脉冲信号到来时，控制信号关闭充电回路，计时电容停止充电，最后根据复位后对应的电压大小和光子到达时间所对应的电压大小计算出光子飞行时间，即探测光子的往返时间。整个转换过程为四个阶段，启动复位阶段、积分计时阶段、停止积分阶段和信号读出阶段，这四个阶段为一帧信号，在实际的测试过程中连续测量500帧得到一组电压大小数据，进而得到一组时间数据。本发明采用小尺寸mos管和小尺寸电容，管子数量少，控制电路结构简单，最终达到了计时电容c在积分过程中积分电流稳定，具有很高的积分线性度，降低了开关节点处的时钟馈通效应，有效减缓了开关关闭后的漏电现象，提高了保持时间，大幅度降低了电路的版图面积，有效地提高了像素单元的填充因子，整体电路密度和集成度，同时还降低电路的整体功耗和制造成本低，各个电路之间的性能一致性好，成品率高。

以上详细描述了本发明的优选实施方式，但是本发明并不限于上述实施方式中的具体细节，在本发明的技术构思范围内，可以对本发明的技术方案进行多种等同变换(如数量、形状、位置等)，这些等同变换均属于本发明的保护。