一种射频前端及其射频功率放大器的输出匹配网络的制作方法

本发明涉及无线通信技术领域，特别是涉及一种射频前端及其射频功率放大器的输出匹配网络。

背景技术：

随着无线移动通信技术的发展，无线通信系统对射频前端的系统性能要求越来越高，而射频前端中的射频功率放大器是实现高效率、高质量的信号传输的核心部件，并且，射频功率放大器的功耗在整个系统的功耗上也是占据着主要地位。因此，射频功率放大器需要提高效率，降低功耗，从而提高通信终端的性能。

可参阅图1，为典型功率放大器的发射通路的结构示意图，包括输入匹配网络、放大电路，通常为功率晶体管、直流偏置电路以及输出匹配网络。可参阅图2，为传统的f类功率放大器的等效电路示意图，通过调整谐波来实现输出电压电流的整形。其中，偶次谐波短路和奇次谐波开路使得在集电极的电压波形为方波，在时域上减少集电极电流与电压的重叠程度，降低晶体管的直流损耗，从而提升放大器的效率。并且一般而言，考虑到输出匹配网络易于实现及小型化的要求，同时为了避免有较大的插入损耗，输出匹配网络一般只对二次谐波和三次谐波实现抑制整形。

需要说明的是，图2为等效电路示意图，图2中设置的元器件有电感l3，电容c3，扼流电感lc，电感l2，电容c2，电感l以及电容c。而电容c0表示的是放大电路中的晶体管产生的不可避免的寄生电容。并且，扼流电感lc是直流供电端的扼流电感，即其与直流供电端连接，图2中并未示出其余直流供电端连接而是接地，表示的是对于交流输入而言等效为接地，lc和c0均会参与阻抗网络匹配。

图2中，l3和c3构成串联三次谐波并联谐振电路，l2和c2构成并联二次谐波串联谐振电路，在进行阻抗匹配时，经常会出现需要将l3设置地较大，c3较小，或者将c3设置地较大，l3设置地较小的情况，使得这两个器件的尺寸差距较大，并联放置这两个器件所需的空间较大，并且需要的导线也很长，而由于导线也会存在电感，便会使得阻抗匹配失衡，降低效率，增加功耗。

综上所述，如何对射频功率放大器的输出匹配网络进行设计，提高射频功率放大器的效率，降低功耗，是目前本领域技术人员急需解决的技术问题。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种射频前端及其射频功率放大器的输出匹配网络，以提高射频功率放大器的效率，降低功耗。

为解决上述技术问题，本发明提供如下技术方案：

一种射频功率放大器的输出匹配网络，包括：第一电感，扼流电感，二次谐波谐振电路以及三次谐波谐振电路；

所述第一电感的第一端分别与放大电路的输出端，所述扼流电感的第一端以及所述二次谐波谐振电路的第一端连接，所述第一电感的第二端与所述三次谐波谐振电路的第一端连接；

所述扼流电感的第二端与第一直流电源连接，所述二次谐波谐振电路的第二端和所述三次谐波谐振电路的第二端均接地；

所述二次谐波谐振电路包括串联连接的第二电感和第二电容，所述第二电感的第一端或者所述第二电容的第一端作为所述二次谐波谐振电路的第一端；所述三次谐波谐振电路包括串联连接的第三电感和第三电容，所述第三电感的第一端或者所述第三电容的第一端作为所述三次谐波谐振电路的第一端。

优选的，还包括：

第一端与所述放大电路的输出端连接，第二端接地的第一电容。

优选的，还包括：

第一端与所述第一电感的第二端连接，第二端与第四电容的第一端连接的第四电感；且所述第四电感的第二端作为射频功率放大器的输出匹配网络的输出端；

第二端接地的所述第四电容。

优选的，所述第一电感为通过蛇形走线或者环形走线形成的电感，所述扼流电感为通过蛇形走线或者绕圈走线形成的电感。

优选的，所述第一电感的电感值为通过以下步骤确定出的电感值：

获取第一网络匹配因子的设定值n1和第二网络匹配因子的设定值n2；

根据所述第一网络匹配因子的设定值n1，所述第二网络匹配因子的设定值n2，所述放大电路的输出电阻rs以及负载电阻rl，确定出所述第一电感的电感值l1。

优选的，确定出的所述第一电感的电感值l1表示为：

其中，g2为所述第四电感的第一端的位置的输出电阻的倒数，所述第一电感等效为电感值为lm的一号电感与电感值为ln的二号电感串联，g1为所述一号电感与所述二号电感的连接端的位置的输出电阻的倒数；w0为基波频率。

优选的，所述第二电感的电感值，所述第二电容的电容值以及所述扼流电感的电感值为通过以下步骤确定出的数值；

获取所述第一电容的设定值c1，并检测所述放大电路的寄生电容c0；

根据方程组：确定出的所述扼流电感的电感值lc表示为：

确定出的所述第二电容的电容值c2表示为：

确定出的所述第二电感的电感值l2表示为：

其中，等效电容cp＝c1+c0，

优选的，根据方程组：确定出的所述第三电感的电感值l3表示为：确定出的所述第三电容的电容值c3表示为：其中，

优选的，确定出的所述第四电感的电感值l4表示为：确定出的所述第四电容的电容值c4表示为：其中，

一种射频前端，包括上述任一项所述的射频功率放大器的输出匹配网络。

应用本发明实施例所提供的方案，包括：第一电感，扼流电感，二次谐波谐振电路以及三次谐波谐振电路。相较于传统方案，本申请的方案重新设计了谐振电路，即采用了π型网络的结构，其中的二次谐波谐振电路以及三次谐波谐振电路均为串联谐振电路，具体的，二次谐波谐振电路包括串联连接的第二电感和第二电容，第二电感的第一端或者第二电容的第一端作为二次谐波谐振电路的第一端；三次谐波谐振电路包括串联连接的第三电感和第三电容，第三电感的第一端或者第三电容的第一端作为三次谐波谐振电路的第一端。可以看出，由于不存在传统方案中的并联谐振槽的设计，因此在器件布置时较为方便，也不会出现并联谐振槽导致的阻抗匹配失衡，降低效率的情况的发生，即本申请的设计有利于提高射频功率放大器的效率，降低功耗。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为典型功率放大器的发射通路的结构示意图；

图2为传统的f类功率放大器的等效电路示意图；

图3为本发明中一种射频功率放大器的输出匹配网络的结构示意图；

图4为本发明中一种具体实施方式中的射频功率放大器的输出匹配网络的等效示意图；

图5为本发明中一种具体实施方式中的射频功率放大器的输出匹配网络的结构示意图；

图6为本发明中一种具体实施方式中的射频功率放大器的输出匹配网络的等效示意图；

图7为本发明中一种具体实施方式中的射频功率放大器的输出匹配网络针对三次谐波的等效示意图；

图8为本发明中一种具体实施方式中的射频功率放大器的输出匹配网络的仿真结果图。

具体实施方式

本发明的核心是提供一种射频功率放大器的输出匹配网络，有利于提高射频功率放大器的效率，降低功耗。

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步的详细说明。显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

请参考图3，图3为本发明中一种射频功率放大器的输出匹配网络的结构示意图，该射频功率放大器的输出匹配网络包括：第一电感l1，扼流电感lc，二次谐波谐振电路以及三次谐波谐振电路；

第一电感l1的第一端分别与放大电路的输出端，扼流电感lc的第一端以及二次谐波谐振电路的第一端连接，第一电感l1的第二端与三次谐波谐振电路的第一端连接；

扼流电感lc的第二端与第一直流电源连接，二次谐波谐振电路的第二端和三次谐波谐振电路的第二端均接地；

二次谐波谐振电路包括串联连接的第二电感l2和第二电容c2，第二电感l2的第一端或者第二电容c2的第一端作为二次谐波谐振电路的第一端；三次谐波谐振电路包括串联连接的第三电感l3和第三电容c3，第三电感l3的第一端或者第三电容c3的第一端作为三次谐波谐振电路的第一端。

本申请中，扼流电感lc可以阻止射频信号泄露到第一直流电源，图3中第一直流电源表示为vcc。

扼流电感lc，二次谐波谐振电路以及三次谐波谐振电路构成π型网络结构，π型网络结构的两端的支路设计成谐振电路，分别对奇次谐波和偶次谐波进行抑制回收，从而实现功率放大器的高效率的性能指标。

具体的，二次谐波谐振电路以及三次谐波谐振电路均为串联谐振电路，二次谐波谐振电路包括串联连接的第二电感l2和第二电容c2，第二电感l2的第一端或者第二电容c2的第一端作为二次谐波谐振电路的第一端，在图3中，第二电感l2的第一端作为二次谐波谐振电路的第一端，第二电感l2的第二端与第二电容c2的第一端连接，第二电容c2的第二端接地。在其他实施方式中，也可以将第二电容c2的第一端作为二次谐波谐振电路的第一端，即将图3中的第二电感l2和第二电容c2的位置互换。

相应的，三次谐波谐振电路也为串联谐振电路，包括串联连接的第三电感l3和第三电容c3，通过谐振降低输出匹配网络的输出端输出的奇次谐波，主要针对的是三次谐波。二次谐波谐振电路通过谐振降低输出匹配网络的输出端输出的偶次谐波，主要针对的是二次谐波。

可以看出，由于二次谐波谐振电路以及三次谐波谐振电路均为串联谐振电路，也就不会产生图2的传统方案中，由于采用并联谐振槽导致的器件所需空间大、导线长，导致的阻抗匹配失衡的情况。

在本发明的一种具体实施方式中，还可以包括：

第一端与放大电路的输出端连接，第二端接地的第一电容。

在进行阻抗匹配时，需要考虑寄生电容的影响，而寄生电容无法调节，可能会影响相关器件参数的设定。例如，进行阻抗匹配的计算之后，计算出第一电感l1的电感值需要设置地非常小，如果在实际应用中选用这种非常小的电感值的第一电感l1，不仅成本较高，实现难度大，而且由于导线也存在电感，实际电路中的电感值便很容易与理论设计值之间存在较大的偏差，进而影响功率放大器的效率和带宽。

因此，该种实施方式中，在放大电路的输出端增加了第一电容，例如放大电路为三极管，则第一电容的第一端与该三极管的集电极连接，第二端接地。

并且需要说明的是，在图4中，电容cp表示的是第一电容和寄生电容共同组成的并联电容，例如，第一电容的电容值为c1，寄生电容的电容值为c0，则等效电容cp的电容值cp表示为cp＝c1+c0。即图4为等效示意图而不是实际的结构图。此外，图4中，对于交流输入而言，扼流电感lc等效为接地。

可以看出，等效电容cp会参与到阻抗匹配，并且由于第一电容的电容值可以预先自由设定，便使得等效电容cp的电容值可以调整，相较于传统方案中无法调整的寄生电容，这样的方式增加了自由度，有利于更加方便地实现阻抗匹配，有利于避免出现设置其他器件的参数时出现的极端参数的情况。

进一步的，在本发明的一种具体实施方式中，还可以包括：

第一端与第一电感l1的第二端连接，第二端与第四电容c4的第一端连接的第四电感l4；且第四电感l4的第二端作为射频功率放大器的输出匹配网络的输出端；

第二端接地的第四电容c4。

对于右侧阻抗rl而言，l型网络的并联电容可以降低其阻抗的实部阻值，即第四电容c4的设置，可以拓展系统带宽，实现阻抗转换的功能。在引入第四电容c4时，由于会同时引入虚部的电纳量，因此需要添加串联的第四电感l4，来与之产生谐振，抵消引入的虚部电纳量。

应用本发明实施例所提供的方案，包括：第一电感，扼流电感，二次谐波谐振电路以及三次谐波谐振电路。相较于传统方案，本申请的方案重新设计了谐振电路，即采用了π型网络的结构，其中的二次谐波谐振电路以及三次谐波谐振电路均为串联谐振电路，具体的，二次谐波谐振电路包括串联连接的第二电感和第二电容，第二电感的第一端或者第二电容的第一端作为二次谐波谐振电路的第一端；三次谐波谐振电路包括串联连接的第三电感和第三电容，第三电感的第一端或者第三电容的第一端作为三次谐波谐振电路的第一端。可以看出，由于不存在传统方案中的并联谐振槽的设计，因此在器件布置时较为方便，也不会出现并联谐振槽导致的阻抗匹配失衡，降低效率的情况的发生，即本申请的设计有利于提高射频功率放大器的效率，降低功耗。

在本发明的一种具体实施方式中，第一电感为通过蛇形走线或者环形走线形成的电感，扼流电感为通过蛇形走线或者绕圈走线形成的电感。

图5中，第一电感l1和扼流电感lc均为通过绕圈走线形成的电感，相较于蛇形走线，绕圈走线的方式形成的电感会更大些。当然，如果实际场合中需要的电感更低，则可以选取为蛇形走线的方式，并不影响本发明的实施。图5中的pcb板为两层结构。由于采用蛇形走线或者绕圈走线形成电感，有利于使得结构更加紧凑。

此外，如果在实际应用中，所需要的电感值非常低，则可以利用导线作为电感。例如图5的实施方式中，利用导线的电感作为第二电感l2以及第三电感l3。图5中，各个电容均采用贴片式电容，相应位置的虚线框即表示贴片位置，白框表示pcb板中的金属。

在本发明的一种具体实施方式中，第一电感的电感值为通过以下步骤确定出的电感值：

获取第一网络匹配因子的设定值n1和第二网络匹配因子的设定值n2；

根据第一网络匹配因子的设定值n1，第二网络匹配因子的设定值n2，放大电路的输出电阻rs以及负载电阻rl，确定出第一电感的电感值l1。

可以由工作人员进行第一网络匹配因子以及第二网络匹配因子的设定，不同场合中，第一网络匹配因子以及第二网络匹配因子可以有不同的设定值，并不影本发明的实施。

在设定了第一网络匹配因子和第二网络匹配因子之后，便可以结合放大电路的输出电阻rs以及负载电阻rl，确定出第一电感的电感值l1。放大电路的输出电阻rs可以通过检测获取，而负载电阻rl在具体场合中通常视为是固定值，例如常见的为50ω。

具体的，可参阅图6，在该种实施方式中，将电阻r转换为电导g便于计算，确定出的第一电感的电感值l1表示为：

其中，g2为第四电感的第一端的位置的输出电阻的倒数，第一电感等效为电感值为lm的一号电感与电感值为ln的二号电感串联，g1为一号电感与二号电感的连接端的位置的输出电阻的倒数；w0为基波频率。

可以看出，设定n1和n2的取值，也即设定g1和g2的取值。gs为放大电路的输出电阻rs的倒数，gl为负载电阻rl的倒数。由于将第一电感等效为电感值为lm的一号电感与电感值为ln的二号电感串联，因此，第一电感的电感值l1等于lm和ln的串联值，而电纳b1等于bm和bn的并联值。

网络匹配因子等价于π型网络的中间电导g1，中间电导g1也影响整个输出匹配网络的谐波整形能力以及带宽性能，因此合理选取中间电导g1，可以完成在π型网络下的gs与g2的匹配。然后，再根据π型网络变换原理可得该网络各部分基波频率w0的电纳，即可得b1，b2，b3。由于电纳b1只包含电感元件，通过求解电导与电感的基本关系，即可得出第一电感的电感值l1。

即，得出的b1，b2，b3可以表示为：即因此，

在本发明的一种具体实施方式中，第二电感的电感值，第二电容的电容值以及扼流电感的电感值为通过以下步骤确定出的数值；

获取第一电容的设定值c1，并检测放大电路的寄生电容c0；

根据方程组：确定出的扼流电感的电感值lc表示为：

确定出的第二电容的电容值c2表示为：

确定出的第二电感的电感值l2表示为：

其中，等效电容cp＝c1+c0，

第一电容的电容值c1由工作人员进行设定，并且可以根据需要进行调整，可以看出，修改第一电容的电容值，可以使得扼流电感的电感值lc，第二电容的电容值c2以及第二电感的电感值l2的计算值发生变化，即可以通过选取合适的第一电容值，使得本申请的输出匹配网络更加易于实现，即，可以使得输出匹配网络中的器件的参数处于合适的范围，进而利于方案的实施。

等效电容cp，扼流电感lc以及二次谐波谐振电路中的第二电容c2，第二电感l2，在基波频率w0下产生的导纳与b2相等，因此可以得出各个器件与b2的关系，即并且由于二次谐波谐振电路对二次谐波的电抗为零，因此可以得出l2与c2的相互关系，即得出

而由于三次谐波谐振电路直接将三次谐波频率3w0短路到地，即因此等效电路可参阅图7，该等效电路需要实现对三次谐波开路的功能，即电纳等于零，因此可以得出l1与cp，lc，c2，l2的关系，即可以得出因此，便可以求出：

在本发明的一种具体实施方式中，根据方程组：确定出的第三电感的电感值l3表示为：确定出的第三电容的电容值c3表示为：其中，

具体的，基波频率w0在三次谐波谐振电路中的导纳，与经π型网络变化后的b3相等，即另外，该谐振电路对三次谐波的电抗为零，因此可以得出该谐振电路中l3与c3的相互关系，即联立这两个条件，可以计算得出第三电感的电感值l3以及第三电容的电容值c3。

在本发明的一种具体实施方式中，根据l型网络的变换原理，确定出的第四电感的电感值l4表示为：确定出的第四电容的电容值c4表示为：其中，m为实现电导gl到电导g2的转换所定义的网络匹配因子。

确定出各个器件的参数之后，可以进行电路仿真验证，如图8所示，其中为db(s(2,1))为正向传输系数，db(s(1,1))为插入损耗。可以看出，本申请的方案具有低插入损耗以及高谐波抑制能力。

相应于上面的实施例，本发明实施例还提供了一种射频前端，包括上述任一实施例中的射频功率放大器的输出匹配网络，可与上文相互对应参照。

还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

专业人员还可以进一步意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。

本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的技术方案及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。