一种多频GSM射频功率放大器的制作方法

本申请涉及一种射频功率放大器，特别是涉及一种应用于GSM模式的射频功率放大器。

背景技术：

以手机为代表的移动通讯终端中，射频功率放大器必不可少。例如，射频功率放大器位于发射机的末级，用来将已调制射频信号放大到所需功率值后送天线发射。

射频功率放大器在设计时必须要考虑阻抗匹配(impedance matching)问题。阻抗匹配是指对电路负载的输入阻抗和/或相应信号源的输出阻抗进行设计，以使电路的功率传输最大化和/或使负载端的信号反射最小化。匹配网络(matching network)通常只对较小频率范围内的电磁波信号具有较好效果，即具有窄带特性。

以GSM射频功率放大器为例，目前得到商业应用的GSM频段有4个，分别是GSM-850、E-GSM-900、DCS-1800、PCS-1900。前两个频段的频率范围接近，可合称为GSM低频段。后两个频段的频率范围接近，可合称为GSM高频段。现有的GSM射频功率放大器通常设计有两个通道，分别用于GSM低频段、GSM高频段的射频信号放大，每个通道内都具有独立的匹配网络。这种以多个通道来实现多频射频功率放大的方式，需要占用大量的裸片(die)面积，增加了生产成本与研发成本，也增加了设计风险。

公开号为US2015/0070097A1、公开日为2015年3月12日的美国专利申请《Configurable multimode multiband integrated distributed power amplifier》(可配置的多模多频集成分布式功率放大器)中，说明书0058段以及图4、说明书0065段至0066段以及图5就公开了两种功率放大器的具体结构。所公开的功率放大器采用差分架构，同时采用变压器作为功率分配器(splitter)和功率合成器(combiner)，因此射频输入信号与射频输出信号都是宽频的，宽频的输入会导致工作频段的噪声性能恶化。现有的多频射频功率放大器通常选用砷化镓(GaAs)异质结双极晶体管(HBT，heterojunction bipolar transistor)作为功率放大器件，砷化镓(GaAs)HBT在半导体材料上通常使用两层金属制造，多个变压器很难集成到只有两层金属的砷化镓HBT芯片中。

现有的射频功率放大器也有采用变压器作为阻抗匹配网络的。

申请公布号为CN101741326A、申请公布日为2010年6月16日的中国发明专利申请《RF功率放大器》中，记载了采用变压器作为功率放大晶体管和负载之间的阻抗匹配电路。

申请公布号为CN101951232A、申请公布日为2011年1月19日的中国发明专利申请《射频功率放大器》中，记载了采用变压器来完成射频功率放大器的输出阻抗匹配。

申请公布号为CN102142819A、申请公布日为2011年8月3日的中国发明专利申请《基于变压器的射频功率放大器》中，记载了采用变压器实现射频功率放大器的输出端的阻抗匹配。

在射频功率放大器中使用变压器作为阻抗匹配电路是常用手段，其优点在于宽带特性，即对较大频率范围内的电磁波信号具有较好的阻抗匹配效果。然而采用变压器作为阻抗匹配电路也存在如下技术难题。

其一，如果阻抗匹配网络具有宽频特性，那么对非目标频段的信号或者说噪声就无法起到抑制作用。GSM模式的各频段下行频率范围与上行频率范围仅相差几十MHz，如果在发射时不抑制噪声，这会导致接收时噪声恶化。因此GSM射频功率放大器通常不采用变压器作为阻抗匹配网络来同时覆盖GSM低频段和GSM高频段。

其二，GSM射频功率放大器需要比较高的增益，例如大于35dB，通常采用三级或者更多级放大单元。如果放大单元均采用差分结构，那么就需要采用N+1个变压器作为阻抗匹配网络，N为放大单元的数量。在砷化镓HBT芯片上实现变压器需要比较大的面积，带来高昂的成本。

2016年3月出版的《IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques》(IEEE微波理论与技术汇刊)第64卷第3期有一篇文章《A WCDMA Multiband Power Amplifier Module With Si-CMOS/GaAs-HBT Hybrid Power-Stage Configuration》(具有硅-CMOS/砷化镓-HBT混合功率级配置的WCDMA多频功率放大器模块)。其中的图2a公开了一种多频功率放大模块，采用CMOS(complementary metal–oxide–semiconductor，互补式金属氧化物半导体)实现制造低频段与高频段的放大器链(amplifier chain)以及包含频段选择开关在内的控制电路，采用HBT实现功率级晶体管，采用HEMT(高电子迁移率晶体管，High-electron-mobility transistor)实现输出开关网络。这种功率放大器在输入端和输出端都通过开关网络实现频段切换，占用芯片面积较大，制造成本较高。并且开关有非线性，实际设计用比较难建模。

技术实现要素：

本申请所要解决的技术问题是提供一种GSM射频功率放大器，采用单通道对GSM模式的多频段射频信号进行功率放大。

为解决上述技术问题，本申请提供的多频GSM射频功率放大器从信号输入端到信号输出端依次包括输入匹配网络、初级放大单元、级间耦合电容、驱动级放大单元、级间匹配网络、功率级放大单元和输出匹配网络。

所述输入匹配网络具有两个输入端和两个输出端，用来对输入信号进行阻抗匹配；两个输入端分别作为GSM低频段和GSM高频段的信号输入端，在任意时刻只有一个具有输入信号；两个输出端分别作为GSM低频段和GSM高频段的信号输出端，在任意时刻只有一个具有输出信号。

所述初级放大单元包括两个晶体管，分别是GSM低频信号和GSM高频信号的第一次放大晶体管。

所述级间耦合电容连接初级放大单元的输出端与驱动级放大单元的输入端。

所述驱动级放大单元包括驱动晶体管，它是GSM低频信号和GSM高频信号复用的第二级放大晶体管。

所述级间匹配电路包括变压器一，用来实现单端信号转为差分信号以及阻抗匹配。

所述功率级放大单元包括两个功率晶体管，它们是GSM低频信号和GSM高频信号复用的、采用差分结构的第三级放大晶体管。

所述输出匹配网络具有两个输入端和一个输出端，用来将一对差分信号转换为单端信号并实现阻抗匹配。

本申请取得的技术效果是实现了单个芯片适用于多频段的射频信号功率放大。整个GSM射频功率放大器仅采用两个变压器作为阻抗匹配电路，其中一个变压器在芯片上实现，另一个变压器在芯片外实现，从而节省了芯片面积、降低了制造成本。此外，大部分电路单元均为GSM低频段信号与GSM高频段信号复用的，提高了利用率。此外，使用互斥的两个单端输入实现输入端窄带匹配，大大提高了对非目标频段的噪声抑制性能。

附图说明

图1是本申请提供的GSM射频功率放大器的实施例一的结构示意图。

图2是本申请提供的GSM射频功率放大器的实施例二的结构示意图。

图3是本申请提供的GSM射频功率放大器的实施例二的制造示意图。

图4是采用两层金属实现变压器一的版图示意图。

图5、图6分别是本申请提供的GSM射频功率放大器的仿真示意图。

图7是初级放大单元的另一种实现方式的结构示意图。

图8是驱动级放大单元的另一种实现方式的结构示意图。

图9是输出匹配网络的另一种实现方式的结构示意图。

图中附图标记说明：LBin为GSM低频段信号输入端；HBin为GSM高频段信号输入端；L1、H1为输入匹配网络的两个输出端；VDD为工作电压；H为晶体管；L为电感；C为电容；RFout为射频信号输出端。

具体实施方式

请参阅图1，这是本申请提供的多频GSM射频功率放大器的实施例一。所述多频GSM射频功率放大器依次包括输入匹配网络、初级放大单元、级间耦合电容、驱动级放大单元、级间匹配网络、功率级放大单元和输出匹配网络。

所述输入匹配网络具有两个输入端LBin和HBin，这两个输入端LBin和HBin在任意时刻只有一个具有输入信号，即互斥地提供输入信号。例如，输入端一LBin作为GSM低频段的信号输入，输入端二HBin作为GSM高频段的信号输入。所述输入匹配网络具有两个输出端L1和H1，这两个输出端L1和H1在任意时刻只有一个具有输出信号，即互斥地提供输出信号。当某一时刻输入端一LBin具有GSM低频信号时，输出端一L1具有经过阻抗匹配后的GSM低频信号。当某一时刻输入端二HBin具有GSM高频信号时，输出端二H1具有经过阻抗匹配后的GSM高频信号。

所述初级放大单元包括两个晶体管H1L和H1H，例如为砷化镓HBT，它们分别是GSM低频信号和GSM高频信号的第一级放大晶体管，分别用来对GSM低频信号和GSM高频信号进行第一次放大。晶体管一H1L的基极连接输入匹配网络的输出端一L1，发射极接地，集电极通过负载电感L1C连接工作电压VDD。晶体管二H1H的基极连接输入匹配网络的输出端二H1，发射极接地，集电极也通过负载电感L1C连接工作电压VDD。这两个晶体管H1L和H1H的集电极相连，还作为初级放大单元的输出端。晶体管一H1L只在输入匹配网络的输出端一L1有输出时才开启，用来对GSM低频段的射频信号进行放大。晶体管二H1H只在输入匹配网络的输出端二H1有输出时才开启，用来对GSM高频段的射频信号进行放大。由于输入匹配网络在任意时刻仅有一个输出端有射频信号输出，因此这两个晶体管H1L和H1H在任意时刻也只有一个开启，初级放大单元的输出端输出经过第一次放大的GSM低频信号或者是经过第一次放大的GSM高频信号。

所述级间耦合电容C1连接初级放大单元的输出端与驱动级放大单元的输入端，实现初级放大单元与驱动级放大单元之间的级间匹配。

所述驱动级放大单元包括驱动晶体管H2，它是GSM低频信号和GSM高频信号复用的第二级放大晶体管，用来对GSM低频信号或者是GSM高频信号进行第二次放大。驱动晶体管H2的基极连接级间耦合电容C1，发射极接地，集电极作为驱动级放大单元的输出端。

所述级间匹配电路包括变压器一T1，用来实现单端信号转为差分信号以及阻抗匹配。变压器一T1的初级线圈L2的一端连接驱动级放大单元的输出端，另一端通过电容二C2接地。变压器一T1的次级线圈L3作为级间匹配电路的一对差分输出端，输出一对差分信号。

变压器用来将交流电从一种电压转换为相同波形的另一种电压，也可用来实现单端信号与差分信号的相互转换以及阻抗匹配。采用变压器将一个单端信号转换为一对差分信号，例如是在初级线圈的两端分别接收单端信号与接地，在次级线圈的两端分别输出一对差分信号。采用变压器将一对差分信号转换为一个单端信号，例如是在初级线圈的两端分别接收一对差分信号，在次级线圈的两端分别输出单端信号与接地。用变压器实现阻抗匹配的原理是：变压器的低电压侧具有低阻抗，因为低电压侧具有较少的线圈匝数；变压器的高电压侧具有高阻抗，因为高电压侧具有较多的线圈匝数。

所述功率级放大单元包括两个功率晶体管H3a和H3b，它们是GSM低频信号和GSM高频信号复用的、采用差分结构的第三级放大晶体管，用来对GSM低频信号或者是GSM高频信号进行第三次放大。这两个功率晶体管H3a和H3b的基极分别连接级间匹配网络的一对差分输出端，用来接收一对差分信号。这两个功率晶体管H3a和H3b的发射极相连并接地。这两个功率晶体管H3a和H3b的集电极作为功率级放大单元的一对差分输出端。

所述输出匹配网络具有两个输入端，分别连接功率级放大单元的一对差分输出端。所述输出匹配网络还具有一个输出端RFout。所述输出匹配网络用来将一对差分信号转换为单端信号，并实现阻抗匹配。

图1所示的多频GSM射频功率放大器并未给出输入匹配网络和输出匹配网络的具体电路实现形式，这两部分电路完全可以采用现有的阻抗匹配电路实现。请参阅图2，这是本申请提供的多频GSM射频功率放大器的实施例二。实施例二在实施例一的基础上给出了输入匹配网络和输出匹配网络的一种具体实现方式作为优选示例。

所述输入匹配网络在输入端一LBin和输出端一L1之间为电感一L1L，在输入端二HBin和输出端二H1之间为电感二L1H。晶体管一H1L与电感一L1L相匹配，构成了只允许GSM低频段信号的窄带输入。晶体管二H1H与电感二L1H相匹配，构成了只允许GSM高频段信号的窄带输入。

所述输出匹配网络包括变压器二T2，用来实现差分信号转为单端信号以及阻抗匹配。变压器二T2的初级线圈L4a、L4b例如采用具有中间抽头的一个线圈，中间抽头连接工作电压VDD，初级线圈L4a、L4b的两端连接功率级放大单元的一对差分输出端。变压器二T2的次级线圈L5a、L5b例如是一个线圈，其一端是输出匹配网络的单端输出端RFout，另一端接地。

请参阅图3，制造图2所示的GSM射频功率放大器时，各个晶体管采用半导体芯片。初级放大单元、级间耦合电容、驱动级放大单元、级间匹配网络和功率级放大单元的绝大部分器件与连线均可在芯片上集成制造，只有负载电感L1C和电容二C2需要在芯片外制造，例如采用表面贴装器件(SMD，surfacemount device)。表面贴装器件采用表面安装技术(SMT，surfacemount technology)装配在基板上。芯片装配在基板(laminate)上，芯片与基板的电性连接通常是由打线接合(wire bongding)工艺制造的金属连线实现的。

请参阅图4，这是变压器一T1在半导体材料上采用两层金属设计的版图结构。其中的线圈一、线圈二例如分别对应于变压器一T1的初级线圈、次级线圈，或者相反。每个线圈分为两层，在上层金属具有两个螺旋结构，这两个螺旋结构通过下层金属连接，上层金属与下层金属之间通过接触孔电极连接。

本申请提供的GSM射频功率放大器在进行散射参数仿真时，是将其作为二端口网络(two port network)。散射参数(Scattering parameters，也称S参数，S-parameters)着重于分析各端口的入射波及反射波，特别适用于特高频(Ultra high frequency，UHF)信号、微波信号等。S11是散射参数中的一个，表示输入端口电压反射系数(input port voltage reflection coefficient)。S21是散射参数中的一个，表示正向电压增益(forward voltage gain)。

请参阅图5，这是整个GSM射频功率放大器具有GSM低频段信号输入时的输入端口电压反射系数S11与正向电压增益S21。其中的输入端口电压反射系数S11在GSM低频段的频率范围内明显较小，在其余频率范围内明显较大。

请参阅图6，这是整个GSM射频功率放大器具有GSM高频段信号输入时的输入端口电压反射系数S11与正向电压增益S21。其中的输入端口电压反射系数S11在GSM高频段的频率范围内明显较小，在其余频率范围内明显较大。

传统的宽频GSM射频功率放大器在整个频段上的输入端口电压反射系数S11都较小，这相当于对所有频段的信号和噪声都不加区分地进行放大。而通过图5和图6可以发现，本申请提供的GSM射频功率放大器仅在GSM低频段和GSM高频段的频率范围内具有明显较小的输入端口电压反射系数S11，在其余频段内的输入端口电压反射系数S11都比较大。这是由于本申请提供的GSM射频功率放大器具有两个输入端分别作为GSM低频段和GSM高频段的信号输入，因此可以为这两个频率范围设计各自的输入匹配电路。GSM模式的各频段下行频率范围与上行频率范围仅相差几十MHz，本申请相当于仅对目标频段(例如是GSM模式的各频段上行频率范围)的信号进行放大，而使得其他频段的噪声大部分地被发射。这使得距离目标频段很接近的其他频段(例如是GSM模式的各频段下行频率范围)的噪声性能得到优化。

图1和图2所示的GSM射频功率放大器中，初级放大单元也可改为如图7所示。图7所示的初级放大单元包括四个晶体管H1La、H1Lb、H1Ha和H1Hb。晶体管H1La和晶体管H1Lb组成了共射共基(cascode，也称共源共栅)结构，用来对GSM低频信号进行第一次放大。晶体管H1Ha和晶体管H1Hb也组成了共射共基结构，用来对GSM高频信号进行第一次放大。晶体管H1La的基极连接输入匹配网络的输出端一L1，晶体管H1Ls只在输入匹配网络的输出端一L1有输出时才开启。晶体管H1Ha的基极连接输入匹配网络的输出端二H1，晶体管H1Ha只在输入匹配网络的输出端二H1有输出时才开启。

所述共射共基结构通常分为两级。第一级晶体管采用共射极(common emitter)接法，即基极作为信号输入端，集电极作为信号输入端。第二级晶体管采用共基极(common base)接法，即发射极作为信号输入端，集电极作为信号输出端。第一级晶体管的集电极连接第二级晶体管的发射极。这种共射共基结构的初级放大单元可以提高工作电压进而提高输出功率。

图1和图2所示的GSM射频功率放大器中，驱动级放大单元也可改为如图8所示。图8所示的驱动级放大单元包括两个晶体管H2a和H2b，组成共射共基结构，用来对GSM低频信号或者是GSM高频信号进行第二次放大。这种共射共基结构的驱动级放大单元可以提高工作电压进而提高输出功率。

图2所示的GSM射频功率放大器中，输出匹配网络也可改为如图9所示。图9所示的输出匹配网络包括变压器二T2、寄生电感一LP1至寄生电感三LP3、电容三C3、电容四C4和电感六L6，用来实现差分信号转为单端信号、阻抗匹配以及谐波抑制。在变压器二T2的初级线圈L4a、L4b处，有一条与初级线圈L4a、L4b相并联的支路，该支路由寄生电感一LP1、电容三C3和寄生电感二LP2串联组成。在变压器二T2的单端输出端，还连接电感六L6，电感六L6的另一端作为输出匹配网络的单端输出端RFout。该输出端RFout还通过串联的电容四C4和寄生电感三LP3接地。

如前所述，GSM模式得到商业应用的有四个频段，最终又可归纳为GSM低频段和GSM高频段。如果仅考虑上行频率范围，那么GSM低频段是从824.2MHz到915.0MHz，GSM高频段是从1710.2MHz到1909.8MHz，GSM高频段的频率范围大致是GSM低频段的两倍。寄生电感一LP1、电容三C3和寄生电感二LP2串联组成了一条LC谐振电路，这一条LC谐振电路与变压器二T2在谐振的时候可以简化成LC并联网络,实现在特定频率例如GSM低频段上的阻抗变化。当频率增加到GSM高频段时，这个LC并联网络呈现一个容性。电感六L6、电容四C4和寄生电感三LP3组成了一个LC低通滤波电路，寄生电感三LP3的感值比较小可以在阻抗转化上忽略，那么电感六L6和电容四C4可以等效成一条LC串联电路，其在GSM低频段上也实现了一个阻抗变化，然而在GSM高频段上呈现一个感性。所述LC并联网络与LC串联电路相组合，就可以实现在GSM高频段上感性和容性的互相抵消，从而能实现在GSM低频段和GSM高频段同时实现阻抗变换，即在GSM低频段和GSM高频段都取得虚部小的阻抗。

GSM射频功率放大器工作在饱和状态，自动地具有高效率。应用于GSM射频功率放大器的输出匹配网络如果呈现容性或感性，会带来效率的降低。本申请提供的多频输出匹配网络在GSM低频段没有呈现出容性或感性，在GSM高频段又能使容性和感性相互抵消，从而获得了GSM射频功率放大器的高效率。

图9所示的输出匹配网络中，变压器二T2采用了差分结构，能够在一定程度上抑制偶次谐波的产生，那么仅需要重点考虑奇次谐波的抑制。串联的寄生电感一LP1、电容三C3和寄生电感二LP2构成了LC谐振电路。通过选取各元件参数可以将这一LC谐振电路的谐振频率设为GSM低频段的三次谐波频率，从而用来抑制GSM低频段的三次谐波。而输出端的电感六L6、电容四C4和寄生电感三LP3构成了LC低通滤波电路和一个LC谐振网络。通过选取各元件参数可以将其设置为用来抑制GSM低频段的五次谐波及GSM高频段的三次谐波以及其他高次谐波。这样整个输出匹配网络在抑制谐波方面就可以取得良好的效果，从而有利于在较宽的频率范围内提供良好的阻抗匹配效果。

图9所示的输出匹配网络在制造时，电容三C3优选地是片上电容集成在放大电路芯片中，此时电容三C3与输出匹配网络之间通过两根打线接合工艺制造的金属连线实现电性连接，这两根金属连线具有的寄生电感就分别是寄生电感一LP1和寄生电感二LP2。电感六L6例如由基板中的金属线实现。电容四C4例如采用表面贴装器件的电容。寄生电感三LP3的感值较小，可以由基板上的过孔(via，vertical interconnect access)实现。在印刷电路板中，过孔用来电学连接不同层的电路，其自身也具有寄生电感。

与现有的GSM射频功率放大器相比，本申请提供的GSM射频功率放大器具有如下优势。

其一，本申请提供的GSM射频功率放大器具有三级放大单元，其中的初级放大单元和驱动级放大单元均不是差分结构，只有功率级放大单元是差分结构。因此本申请提供的GSM射频功率放大器只使用了两个变压器。其中，在芯片上仅使用一个变压器作为驱动级放大单元与功率级放大单元之间的级间匹配网络，该变压器可在半导体芯片中通过二层金属实现，从而节省了芯片面积。此外，在芯片外也仅使用了一个变压器作为输出匹配网络，从而降低了制造成本。本申请因此实现了单个芯片适用于多频段的射频信号功率放大。

其二，本申请提供的GSM射频功率放大器不使用输出开关进行频段选择，避免了由开关带来的损耗。

其三，本申请提供的GSM射频功率放大器除输入匹配网络与初级放大单元以外，其余各单元均为GSM低频段信号与GSM高频段信号复用的，提高了利用率。

其四，本申请提供的GSM射频功率放大器使用互斥的两个单端输入，实现输入端窄带匹配，避免引入非目标频段的信号。这大大提高了对非目标频段的噪声抑制性能，并有利于在较窄的频率范围内对增益、效率、输入回波损耗(input return loss)等进行优化。

以上仅为本申请的优选实施例，并不用于限定本申请。对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。