一种射频功率放大器的增益压缩补偿电路的制作方法

本发明涉及功率放大领域，尤其涉及一种增益压缩补偿电路。

背景技术：

随着移动通信技术的发展，为了满足更大的带宽、更高的数据传输速率，现代移动通信标准采用了更加复杂的调制方式。这些调制技术采用的时变包络信号对功率放大器设计提出了更为严格的线性指标。功率放大器必须具有更低的邻道功率抑制比，以最大限度地减小频谱再生并保持调制的精确性。

现有的功率放大器由晶体管组成，而控制放大器静态工作点的信号如mos晶体管的栅极电压vgs，会随着输入功率的增大而呈现非线性变化，即随着输入功率的增加，该电压会出现下掉的趋势，导致功率放大晶体管的大信号偏置点随之降低，于是同等输出功率条件下，在一个射频信号摆动周期内，功率放大晶体管更容易进入非线性工作区，导致增益压缩提前，出现非线性失真。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明的主要目的在于提供一种增益压缩补偿电路，可以动态补偿控制功率放大晶体管静态工作点的电压，从而保证大功率下功率放大晶体管的工作点不产生明显下掉。

为达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：

本发明提供一种增益压缩补偿电路，所述电路包括：

低通滤波模组，用于接收从第一功率放大晶体管输出的部分射频信号，并过滤所述射频信号中的频率高于基波的射频信号，得到滤波信号；所述第一功率放大晶体管包括mos1或者hbt1；

整流模组，用于接收所述低通滤波模组输出的滤波信号，将所述滤波信号进行整流，得到整流电流；将所述整流电流输出至偏置晶体管，并与从所述偏置晶体管流入的电流ibias叠加；所述偏置晶体管包括mos0或者hbt0。

在上述方案中，所述低通滤波模组，包括第一电阻和第一电容；其中，

所述第一电阻的第一端连接于所述第一功率放大晶体管，所述第一电阻的第二端与所述整流模组相连接；

所述第一电容的第一端连接于所述第一电阻的第二端与所述整流模组中间，所述第一电容的第二端接地。

在上述方案中，所述第一电阻的第一端连接于所述mos1的漏极或者hbt1的集电极。

在上述方案中，所述整流模组，包括二极管和第二电阻；其中，

所述二极管的正向与所述第一电阻的第二端相连接，所述二极管的反向与所述第二电阻串联，同时第二电阻和偏置晶体管相连。

在上述方案中，所述第二电阻与mos0的栅极或者hbt0的基极相连。

在上述方案中，所述低通滤波模组，具体用于过滤第一功率放大晶体管的反馈射频信号中高于基波频率的信号。

在上述方案中，所述整流模组的所述二极管，具体用于当接收到的所述射频信号中的所述射频电压信号的电压幅度高于所述二极管开启电压时打开；当接收到的所述射频电压信号的所述电压幅度低于所述二极管开启电压时关断。

在上述方案中，所述整流模组的所述二极管，还用于通过整流效应将所述滤波信号转换为周期性整流电流。

在上述方案中，所述电路还包括：第二功率放大晶体管；所述第二功率放大晶体管为mos2或者hbt2；其中，所述mos2的源极与所述mos1的漏极相连接；或者，所述hbt2的射极与所述hbt1的集电极相连接

在上述方案中，所述第二功率放大晶体管，用于连接外部电源，并且和第一功率放大晶体管一起分担输出射频电压。

本发明实施例提供的一种增益压缩补偿电路，通过电路中的低通滤波模组和整流模组，分别对第一功率放大晶体管输出射频信号的反馈分量进行低通滤波和整流，将得到的整流电流与偏置晶体管流入的电流ibias叠加。如此，通过动态补偿控制第一功率放大晶体管静态工作点的vgs或者vbe，从而补偿了第一功率放大晶体管和第二功率放大晶体管随输出功率增加的增益压缩。

附图说明

图1为现有的nmosfet晶体管示意图；

图2为现有的常规mospa结构示意图；

图3为静态偏置工作点对功率放大器增益随输出功率的变化关系曲线的影响原理示意图；

图4为现有的常规mospa功率放大器增益随输出功率的变化关系曲线示意图；

图5为本发明实施例提供的增益压缩补偿电路的结构框图；

图6为本发明实施例提供的常规mospa增益压缩补偿电路的结构示意图；

图7为通过本发明实施例提供的增益压缩补偿电路前后功率放大器增益随输出功率的变化关系对比图；

图8为本发明实施例提供的另一种mospa增益压缩补偿电路的结构示意图；

图9为本发明实施例提供的单管mospa增益压缩补偿电路的结构示意图；

图10为本发明实施例提供的常规hbtpa增益压缩补偿电路的结构示意图；

图11为本发明实施例提供的单管hbtpa增益压缩补偿电路的结构示意图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。

基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

现有功率放大器存在的问题：

以现有的mospa为例，如图1所示，单个mos晶体管包括gate即栅极，drain即漏极和source即源极，每两极之间存在随电压变化的非线性寄生电容cgs，cgd，cds。对输入信号rfin或者输入电压vin来说，看到的输入阻抗zin会受这些非线性电容影响，进而导致控制放大器静态偏置点的电压，即gate和source之间电压vgs随着输入功率的增大而呈现非线性变化。

若流入mos管漏极的电压过高或电流过大，则会造成mos管被击穿，即热击穿，故现有的常规的mospa设计结构如图2所示。图2中，第二功率放大晶体管mos2是用来分担第一功率放大晶体管mos1上的射频电压，即第二功率放大晶体管mos2用于提供射频分压功能，同时提高输入输出隔离度，偏置晶体管mos0用于提供直流偏置，第一功率放大晶体管mos1主要起放大作用。

除了如图1所述的mos晶体管本身存在的非线性特性之外，对于如图2所示的常规mospa结构，第一功率放大晶体管mos1的source端即源极的电感(带电阻)的输出射频电压分量摆幅，也对该mos1的静态偏置栅压vgs有明显影响，导致mos1的vgs随着rfin的增大，出现非线性下掉，具体原理可参见图3。

图3为现有的功率放大器，静态偏置工作点对增益随输出功率变化关系曲线的影响原理示意图，如图3所示，原本设计期望的静态工作偏置点在b点，但是由于控制静态工作点的电压vgs随输入功率的非线性下掉，大信号下的工作点会往a点移动，同等输出功率需要的vds摆幅更大，使得如图2中第一功率放大晶体管mos1更容易进入非线性工作区，即三极管区乃至深三极管区，放大管的输出电阻变小，增益降低，进而呈现增益压缩现象，图4即显示了现有常规mospa的功率放大器增益随输出功率的变化关系曲线。增益下掉1db的功率点p1db可以用来衡量功率放大器的线性度，如果增益压缩较早，p1db通常也不高，信号放大后的线性度就无法保证。

为此，提出了本发明实施例的以下技术方案。

本发明实施例提供射频功率放大器增益压缩补偿电路结构框图，如图5所示，所述电路包括：

低通滤波模组11，用于接收从第一功率放大晶体管13输出的部分射频信号，过滤所述射频信号中的频率高于基波的射频信号，得到滤波信号；所述第一功率放大晶体管13包括mos1或者hbt1；

整流模组12，用于接收所述低通滤波模组输出的所述滤波信号，将所述滤波信号进行整流，得到整流电流；将所述整流电流输出至偏置晶体管14，并与从偏置晶体管14流入的电流ibias叠加，偏置晶体管14包括mos0或者hbt0。

本申请中提到的晶体管可以是金属-氧化物-半导体场效应晶体管，即mos晶体管，也可以是异质结-双极型-晶体管，即hbt晶体管。

所述低通滤波模组包括第一电阻和第一电容，所述整流模组包括二极管以及第二电阻。由于晶体管的非线性特性，从第一功率放大晶体管13输出的射频信号存在不同频率分量。经过低通滤波模组后，将其中频率高于基波的分量过滤掉，得到滤波信号；这些滤波信号再输入到整流模组，在二极管处经过整流，得到周期性的整流电流。

所述电路还包括：第二功率放大晶体管15；所述第二功率放大晶体管15为mos2或者hbt2；其中，所述mos2的源极与mos1的漏极相连接；或者，所述hbt2的射极与所述hbt1的集电极相连接。该所述第二功率放大晶体管15，用于连接外部电源，并且和第一功率放大晶体管一起分担输出射频电压。

将该周期性的整流电流与从偏置晶体管14流入的电流ibias进行叠加，周期性的增加了流入偏置晶体管14中的电流。从而增加了控制放大器静态工作点的信号。示例性的：当放大器中晶体管为mos管时，控制mos管放大器静态工作点的信号vgs也会相应出现周期性的增加，从而减缓了vgs随输入功率增加的下掉；当放大器中的晶体管为hbt晶体管时，控制hbt管放大器静态工作点的基极电流ib也会增加，从而减缓了ib随输入功率增加的下掉。

本发明实施例提供的一种增益压缩补偿技术，通过电路中的低通滤波模组和整流模组对从输出反馈回来的射频信号进行过滤和整流，将得到的整流电流与偏置晶体管14流入的电流ibias叠加。如此，通过增大偏置晶体管14中的ibias电流来补偿第一功率放大晶体管13的静态偏置工作点的下掉，从而补偿了整个射频功率放大器增益随输出功率增加的压缩。

本发明实施例提供一种增益压缩补偿技术的一种实施方式如图6所示，所述电路包括：

低通滤波模组，用于接收从第一功率放大晶体管输出的部分射频信号，并过滤所述射频信号中的频率高于基波的射频信号，得到滤波信号；所述第一功率放大晶体管包括mos1或者hbt1；

整流模组，用于接收所述低通滤波模组输出的所述滤波信号，将所述滤波信号进行整流，得到整流电流；将所述整流电流输出至偏置晶体管，并与从所述偏置晶体管流入的电流ibias叠加。

该实施方式，如图6所示，以mos晶体管为例。

所述低通滤波模组由第一电阻r1和第一电容c1组成，所述整流模组由二极管d1和第二电阻r2组成。低通滤波模组接收第一功率放大晶体管mos1输出的部分射频信号，过滤掉其中的高频信号，得到滤波信号。整流模组接收低通滤波模组输出的滤波信号，并对滤波信号进行整流，得到整流电流；再将此整流电流输出至偏置晶体管mos0中，所述整流电流与从偏置晶体管mos0漏极流入的电流ibias叠加。

所述电路还包括：第二功率放大晶体管；其中，所述第二功率放大晶体管的源极与所述第一晶体管的漏极相连接；所述第一功率放大晶体管与所述偏置晶体管相连接。

如图6所示，第一功率放大晶体管mos1的漏极与第二功率放大晶体管mos2的源极相连接，第一功率放大晶体管mos1的栅极与偏置晶体管mos0的栅极相连接，当偏置晶体管mos0漏极的电流增加后，此时mos1的vgs会得到增加。

所述第二功率放大晶体管，如图6所示，用于连接外部电源vcc，同时由于mos晶体管本身能承受的电压有一定的极限，则利用第二功率放大晶体管mos2在输出功率增大时，为第一功率放大晶体管mos1上的射频电压提供分压。

所述低通滤波模组，与所述第一功率放大晶体管mos1的漏极相连接；所述整流模组，与所述偏置晶体管mos0的漏极相连接。

所述低通滤波模组，包括第一电阻和第一电容；其中，所述第一电阻的第一端连接于所述第一功率放大晶体管，所述第一电阻的第二端与所述整流模组相连接；所述第一电容的第一端连接于所述第一电阻的第二端与所述整流模组中间，所述第一电容的第二端接地。

所述整流模组，包括二极管和第二电阻；其中，所述二极管的正向与所述第一电阻的第二端相连接，所述二极管的反向与所述第二电阻串联，同时第二电阻和偏置晶体管相连。

具体如图6提供的增益压缩补偿电路所示，所述低通滤波模组，包括第一电阻r1和第一电容c1，所述整流模组包括二极管d1以及第二电阻r2，其中。二极管d1的反向与第二电阻r2串联。低通滤波模组中第一电阻r1的第一端与第二功率放大晶体管mos2的源极相连接，整流模组中第二电阻r2的第二端与偏置晶体管mos0的漏极相连接。第一电阻r1的第二端与整流模组中二极管d1的正向相连接，第一电容c1的第一端连接于第一电阻r1的第二端和二极管d1正向之间，第一电容c1的第二端接地。

如图6所示，由于晶体管的非线性特性，导致从第一功率放大晶体管mos1流出的输出信号即射频信号存在与输入信号不一样的频率分量，包括高次谐波和交调分量。该信号经过低通滤波模组r1和c1后，其中频率高于基波频率的第一部分频率分量、即高次谐波和交调分量，被过滤掉，剩下的第二部分频率分量作为滤波信号输入到整流模组d1和r2，这些滤波信号在二极管d1处利用二极管d1的整流效应进行整流，得到周期性的整流电流。

所述整流模组的所述二极管，具体用于当接收到的所述滤波信号的电压幅度高于所述二极管开启电压时打开；当接收到的所述滤波信号的电压幅度低于所述二极管开启电压时关断。

所述整流模组的所述二极管，还用于在打开时，通过整流效应将所述滤波信号转换为周期性整流电流。

在图6中，整流模组在二极管d1打开时，由于打开的时间段并不是经低通滤波模组过滤后的射频信号的一个完整周期，而是电压幅度超过二极管d1正向导通电压的时间段，因此，在经过二极管d1的整流效应后，得到的直流分量即整流电流也是周期性的，可以理解的是，该整流电流存在的周期小于射频信号的整个周期，而且整流电流存在于大功率下射频摆幅较大的时间段。将该周期性的整流电流与从偏置晶体管mos0漏极流入的电流ibias进行叠加，即可周期性地增加从偏置晶体管mos0漏极流入的电流。

此时，由于mos管放大器工作在线性区，此时等效电阻可认为近似不变，所以当从偏置晶体管mos0漏极流入的电流增加时，控制放大器静态工作点的栅压vgs会增大，从而补偿了vgs随输出功率增大的下掉。本发明实施例可将大信号下的偏置点稳定在图3中b点，甚至往c点移动，改善了放大电路增益的提前压缩，提高了p1db和线性度。

图7为经过本发明实施例提供的增益压缩补偿电路后得到的功率放大器增益随输出功率的变化关系与提升前的效果对比图，示例性的，补偿之前的增益压缩1db的对应输出功率点(p1db)位于p1点，应用本发明补偿电路之后功率点(p1db)提升到p1'点的位置，即经过补偿后，延缓了射频功率放大器在大信号下增益压缩。

本发明实施例也适用于如图8所示的另一种mospa结构，图8中结构与图6相比多了一个运算放大器oa，该oa具有高增益，可实现在较小输入电流的情况下，如图8中第二功率放大晶体管mos2源极与偏置晶体管mos0漏极之间仅有较小的电流，而输出较大的电压到偏置晶体管mos0和第一功率放大晶体管mos1之间。

本发明实施例提供的一种增益压缩补偿技术，通过电路中的低通滤波模组和整流模组对接收的射频信号进行过滤和整流，将得到的整流电流与偏置晶体管流入的电流ibias叠加。如此，通过增大偏置晶体管中的电流来增大控制放大器静态工作点的信号vgs，从而补偿了晶体管中该信号vgs随输入功率增加的下掉。

本发明实施例提供增益压缩补偿技术的一种实施方式，如图9所示，此结构与常规mospa相比，输出功率小，因而少了用于射频分压的晶体管，默认图9中第一功率放大晶体管mos1漏极的射频电压或电流不会造成第一功率放大晶体管mos1的击穿。

低通滤波模组，用于接收第一功率放大晶体管输出的部分射频信号，过滤所述射频信号中的频率高于基波的射频信号，得到滤波信号；

整流模组，用于接收所述低通滤波模组输出的所述滤波信号，将所述滤波信号进行整流，得到整流电流；将所述整流电流输出至偏置晶体管，并与从所述偏置晶体管流入的电流ibias叠加。

基于图9，在本发明实施例单管mospa增益压缩补偿技术结构中，外部电压vcc为第一功率放大晶体管mos1提供电压，由于此时射频信号中仍然有高次谐波和交调分量，故在第一功率放大晶体管mos1和偏置晶体管mos0之间增加滤波和整流模组。此时可将图9中的第一电阻r1和第一电容c1看作低通滤波模组，第一电阻r1与第一功率放大晶体管mos1的漏极相连接；将图9中的二极管d1和第二电阻r2看作整流模组，第二电阻r2与偏置晶体管mos0的漏极相连接。

低通滤波模组将接收到的射频信号中频率高于基波的分量过滤掉，得到滤波信号；这些滤波信号再流经整流模组，在二极管d1中经过整流得到周期性的整流电流。

所述低通滤波模组，包括第一电阻和第一电容；其中，所述第一电阻的第一端连接于所述第一功率放大晶体管，所述第一电阻的第二端与所述整流模组相连接；所述第一电容的第一端连接于所述第一电阻的第二端与所述整流模组中间，所述第一电容的第二端接地。所述整流模组，包括二极管和第二电阻；其中，所述二极管的正向与所述第一电阻的第二端相连接，所述二极管的反向与所述第二电阻串联。

所述整流模组，包括二极管和第二电阻；其中，所述二极管的正向与所述第一电阻的第二端相连接，所述二极管的反向与所述第二电阻串联。

如图9所示，整流模组中二极管d1的反向与第二电阻r2串联。低通滤波模组中第一电阻r1的第一端连接于第一功率放大晶体管mos1的漏极，整流模组中第二电阻r2的第二端与偏置晶体管mos0的漏极相连接。第一电阻r1的第二端与整流模组中二极管d1的正向相连接，第一电容c1的第一端连接于第一电阻r1的第二端和二极管d1正向之间，第一电容c1的第二端接地。

所述射频信号为基波和高次谐波等分量；所述低通滤波模组，具体用于当所述基波和高次谐波等分量中存在第一部分频率分量的频率高于所述基波时，过滤所述第一部分频率分量，将过滤后剩余的第二部分频率分量作为所述滤波信号。

所述整流模组的所述二极管，具体用于当接收到的所述射频信号的电压幅度高于所述二极管开启电压时打开；当接收到的所述射频信号的电压幅度低于所述二极管开启电压时关断。

如图9，经过功率放大器输出的射频信号存在与输入信号不一样的频率分量，包括高次谐波和交调分量，当这些分量经过低通滤波模组的第一电阻r1和第一电容c1时，第一电阻r1和第一电容c1会将频率超过一定数值即预设的基波的分量过滤掉，将过滤后剩余的分量作为滤波信号再输出到整流模组二极管d1和第二电阻r2中。

图9中，当整流模组接收到滤波信号后，剩余的频率分量中频率高于所述二极管开启电压的分量将使所述整流模组中的二极管d1打开。当接收到的滤波信号的频率低于所述二极管开启电压时，二极管d1关断。其中，所述二极管开启电压为二极管d1的正向导通电压值。

所述整流模组的所述二极管，还用于在打开时，通过整流效应将所述滤波信号转换为周期性整流电流。

图9中，整流模组在二极管d1打开时，由于打开的时间段并不是经低通滤波模组过滤后的射频信号的一个完整周期，而是电压幅度超过二极管d1正向导通电压的时间段，因此，在经过二极管d1的整流效应后，得到的直流分量即整流电流也是周期性的，该整流电流存在的周期小于射频信号的一个完整周期，而且整流电流存在于大功率下射频摆幅较大、即输出功率较大的时间段。将该周期性整流电流与从偏置晶体管mos0漏极流入的电流ibias进行叠加，周期性的增加了从偏置晶体管mos0漏极流入的电流。

此时，当从偏置晶体管mos0漏极流入的电流增加时，控制第一功率放大管晶体管mos1静态工作点的栅压vgs会周期性的增大，从而减缓了vgs随输入功率增加的下掉。

本发明实施例提供的一种增益压缩补偿电路，通过电路中的低通滤波模组和整流模组对接收的射频信号进行过滤和整流，将得到的整流电流与偏置晶体管流入的电流ibias叠加。如此，通过增大偏置晶体管中的电流来增大控制放大器静态工作点的信号vgs，从而补偿了晶体管中该信号vgs随输入功率增加的下掉。

本发明实施例提供增益压缩补偿电路的一种实施方式，如图10所示。

hbt晶体管与mos晶体管相比，hbt晶体管用电流驱动放大，而mos晶体管用电压驱动放大，mos晶体管存在的问题，hbt晶体管同样存在，即hbt管控制放大器静态工作点的基极电流ib也会随着rfin的增大，出现非线性下掉。

本发明实施例提供的hbtpa增益压缩补偿技术也包括：低通滤波模组和整流模组。

如图10所示，其中的第一电阻r1和第一电容c1组成为低通滤波模组，二极管d1和第二电阻r2组成为整流模组。第一电阻r1和第一电容c1接收第一功率放大晶体管hbt1集电极输出的射频信号，过滤掉其中高于基波频率的信号分量，得到滤波信号。二极管d1和第二电阻r2接收低通滤波模组输出的滤波信号，并对滤波信号进行整流，得到整流电流；再将此整流电流输出至偏置晶体管hbt0中，所述整流电流与从偏置晶体管hbt0基极流入的电流ibias叠加。

上述整流电流为周期性电流，当偏置晶体管hbt0基极中电流周期性的增加后，再与流入偏置晶体管hbt0基极的电流ibias叠加，使得此时偏置晶体管hbt0基极的电流ib得到周期性的增加，从而减缓了随输入功率增加的下掉。

本发明实施例提供的一种增益压缩补偿电路，通过电路中的低通滤波模组和整流模组对接收的射频信号进行过滤和整流，将得到的整流电流与偏置晶体管流入的电流ibias叠加。如此，通过增大偏置晶体管基极的电流来增大控制放大器静态工作点的基极电流ib，从而补偿了晶体管中ib随输入功率增加的下掉。

本发明实施例提供增益压缩补偿技术的一种实施方式，如图11所示，此结构与常规hbtpa相比，少了用于射频分压的hbt晶体管，默认为流经hbt1集电极的电压或电流不会造成hbt1的击穿，应用于输出功率较小的情况。

如图11所示，针对单管的hbtpa，所述第一电阻r1的第一端连接于第一功率放大晶体管hbt1的集电极，所述第二电阻r2的第二端与偏置晶体管hbt0基级相连接。低通滤波模组第一电阻r1和第一电容c1接收的射频信号存在多个频率分量，包括高次谐波和交调分量，第一电阻r1和第一电容c1将其中频率高于预设的基波的分量过滤掉，即将高次谐波和交调分量过滤掉，得到滤波信号；这些滤波信号再流经整流模组的二极管d1和第二电阻r2，在二极管d1中进行整流，得到周期性的整流电流。

在整流模组中的二极管d1打开时，上述滤波信号经过所述二极管d1的整流效应得到直流分量即整流电流，该直流分量的周期小于上述频率单一的射频电压信号的一个完整周期，而且主要存在于输出功率较大的时间段。将这些周期性的整流电流与从偏置晶体管hbt0基极流入的电流ibias进行叠加，周期性的增加了从偏置晶体管hbt0基极流入的电流。

当从偏置晶体管hbt0基极流入的电流周期性增加时，控制第一功率放大晶体管hbt1静态工作点ib也会周期性的增大，从而减缓了该信号ib随输入功率增加的下掉。

本发明实施例提供的一种增益压缩补偿电路，通过电路中的低通滤波模组和整流模组对接收的射频信号进行过滤和整流，将得到的整流电流与偏置晶体管流入的电流ibias叠加。如此，通过增大偏置晶体管hbt0基极的电流来增大控制放大器静态工作点的基极电流ib，从而补偿了第一功率放大晶体管hbt1中ib随输入功率增加的下掉。

本申请所提供的几种电路实施例中所揭露的特征，在不冲突的情况下可以任意组合，得到新的方法实施例或设备实施例。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。