ΔΣ调制器系统和方法与流程

相关申请的交叉引用

本专利申请要求于2018年3月27日提交的并且标题为“deltasigmamodulatorsystemsandmethods”的美国专利申请no.15/937,764的优先权和权益，所述申请通过引用以其整体特此并入。

本发明总体上涉及数据转换器，并且更特别地，例如，涉及用于改善δσ调制器中的噪声性能的系统和方法。

背景技术：

δ-σ调制器通常用于在模拟信号和数字信号之间进行转换以及从高采样率到低采样率转换，并且可以例如在数模转换器、模数转换器或δ-σ锁相环（pll）中实现。误差反馈δσ调制器可用于某些设计中以供增加的稳定性。图1中图示了二阶误差反馈δ-σ调制器100的示例。在所图示的示例中，输入信号u与反馈滤波器110的输出组合以生成具有第一采样率n的修改的输入信号y。修改的输入信号y被提供给量化器104，其以较低的采样率m输出对应的信号v。当修改的输入信号y的最低有效位被去除以形成输出信号v时，量化器104引入量化误差e。量化值v被馈送到反馈滤波器110中以生成要在下一次迭代中施加的校正。在108处，从输入信号y中减去量化值v，以产生误差值e。误差e通过反馈滤波器110馈送回到输入信号，该反馈滤波器110具有由传递函数给出的脉冲响应。反馈滤波器110的z域输出在112处与输入信号组合以产生修改的输入信号y。使用δ-σ解调器100的情况下，输出信号v可以以平均方式（但是利用较少的位）表示输入信号u。

关于诸如δ-σ调制器100之类的常规δ-σ调制器的一个缺点是，当输入信号为零（或非常小）时，输出信号可能继续产生一系列输出值。例如，当信号为零或非常小，或者是仅包括最高有效位（msb）但不包括最低有效位（lsb）的dc信号时，δ-σ输出可以形成输出在0和1之间的信号的受限周期，其可以降级带外噪声。由于此数字δσ调制器后面的模拟数模转换器的受限带宽，带外噪声可能变得混淆回到基带信号中。针对一些应用（诸如音频耳机应用）的系统要求可能要求带外噪声低于用于最终线路输出或耳机输出的某个水平。因此，存在对于改善δ-σ调制器的性能的持续需要。

技术实现要素：

本公开提供了系统和方法，其解决了本领域中对于δσ调制器中改善的噪声性能的需要。本公开的范围由权利要求限定，该权利要求通过引用并入本部分中。通过考虑一个或多个实施例的以下具体实施方式，将向本领域技术人员提供对本公开的实施例的更完整理解以及其附加优点的实现。将对附图的附页进行参考，所述附图将首先被简要描述。

附图说明

图1图示了具有误差反馈路径的常规二阶δ-σ调制器。

图2图示了根据本公开的实施例的示例性δ-σ调制器。

图3图示了根据本公开的实施例的用于收敛δ-σ调制器的示例性处理流。

图4a-c图示了来自δ-σ调制器的示例输出频谱。

图5图示了根据本公开的一个或多个实施例的当到δ-σ调制器的输入信号变成零时的示例输出频谱。

图6图示了根据本公开的实施例的具有n阶误差反馈回路的示例性δ-σ调制器。

图7图示了根据本公开的实施例的示例性音频输出级。

所包括的附图用于说明性目的，并且仅用于提供用于感测音频系统中的电流的可能的系统和方法的示例。在不脱离本公开的精神和范围的情况下，这些附图决不限制可以对所公开的内容由本领域技术人员进行的形式和细节方面的任何改变。

具体实施方式

本公开提供了解决对于δσ调制器中的改善的噪声性能的需要的系统和方法。数字σδ调制器因为利用较少的位实现高分辨率输出而受欢迎，并广泛用于数据转换器、锁相环（pll）和其他应用中。观察到的是，即使在输入变得非常小时，常规的（例如，如在d类放大器中实现的）δσ调制器也可能生成受限周期振荡。如果将那些受限周期振荡锁定为某些振荡模式，则那些受限周期振荡可能创建不期望的带外噪声。由σ-δ调制器生成的带外噪声可能通过与其他电子部件混合而创建带内噪声。本文中公开了实施例以改善数字σδ调制器的带外噪声性能。

根据本文中公开的各种实施例，电路包括δ-σ调制器和误差反馈回路。误差反馈回路可操作以将重力效应施加到某些存储元素，以在输入变成零时将δ-σ调制器的振荡输出驱动到零。因此，当输入为零时，带外噪声可以减小到零。如本文中所公开的，重力效应提供了从输入信号的正常调制到零输出的连续平滑转变，在转变期间不添加带内噪声或不连续性。本文中公开的δ-σ调制器可以在多种δ-σ电路中实现，包括例如δ-σ数据转换器和锁相环。

参考图2，现在将根据一个或多个实施例描述δ-σ预制的。δ-σ调制器200接收具有采样率n的输入信号u。输入信号u通过加法器212与反馈滤波器210的输出组合以产生修改的输入信号y。修改的输入信号y被馈送到量化器204，该量化器204输出具有较低采样率m的对应信号v。使用δ-σ调制器200的情况下，输出信号v可以以平均方式（但是利用较少的位）表示输入信号u。当修改的输入信号y的最低有效位被去除以形成输出信号v时，量化器204引入量化误差e。量化值v被馈送到反馈滤波器210中，以在下一次迭代中在212处生成要被施加到输入信号n的校正信号。

由减法器208从修改的输入信号y中减去量化值v以产生误差e。误差e通过反馈滤波器210被馈送回到输入信号，并且反馈滤波器210的z域输出在212处与输入信号组合以产生修改的输入信号y。观察到的是，如果第一存储元素e1（延迟元件214的输出）和第二存储元素e2（延迟元件216的输出）相等，则当输入u为零时，δ-σ调制器200输出v将为零。例如，如果，并且到δ-σ调制器200的输入u为零，则到量化器204的输入将是：。然后，e1将等于a，并且e2也将等于a，并且由δ-σ调制器200生成的输出v将为零。这是期望的模式，其产生等于零的δ-σ调制器输出，而没有不合意的带内或带外噪声。

在各种实施例中，当输入信号u为零时，引入重力效应以实现。当输入信号为零时，重力效应起作用以收敛值e1和e2，而不影响δ-σ调制器200对于其他输入值的性能。在一个实施例中，对于每个周期，当计算新的e1和e2值时，添加小的值以将存储元素移动地较靠近。例如，如果e1被计算为113，而e2被计算为3411，则可以将新的e1调整为114（自计算值113添加一个lsb码），而e2可以被设置为3410（自为3411的计算的值减少一个lsb码）。当e1近似等于e2时，两个值可同时被设置为零（或另外的等效值），而不改变δ-σ调制器200输出。对存储元素e1和e2添加的lsb码将创建一些噪声，但是添加的噪声相对小（例如，2^24lsb中的2lsb），并且效应可能接近于白噪声，而不影响带内噪声。在其他实施例中，根据本公开的教导，通过施加重力效应来收敛多个误差值，可以利用任何阶的数字δ-σ调制器来实现类似的重力效应。

如图2中所图示，重力效应220被施加到e1，并且重力效应222被施加到e2。在各种实施例中，重力效应可以被分别地施加到每个存储元素，或者通过单个块，诸如加法器224的部分。在一些实施例中，重力效应220和222可以包括不同的算法和重力值。在图3中图示了用于在收敛的δ-σ调制器中施加重力效应的示例性处理流300。将理解的是，图3中图示的操作可以通过硬件、固件或其组合来实现。

在步骤302中，在误差反馈滤波器处接收新的量化误差e，并计算存储元素e1和e2的初始值。在步骤304，如果e1等于e2，则两个值被设置为0（步骤306），并且在步骤318中将传递函数-2e1+e2施加到输入信号u。在其他情况下，在步骤308中，如果e1大于e2+2倍的重力值g，则e1的值递减g，以及e2的值递增g（步骤310），以缓慢收敛e1和e2的值。在来自步骤310的e1和e2的新值的情况下，在步骤318中将传递函数-2e1+e2施加到输入信号u。在步骤312中，如果e1小于或等于e2-2倍的重力值g，则e1的值递增g，以及e2的值递减g（步骤314），以缓慢收敛e1和e2的值。在来自步骤314的e1和e2的新值的情况下，在步骤318中将传递函数-2e1+e2施加到输入信号u。如果来自步骤304、308或312的条件均不为真，则e1和e2显著地接近（例如，相隔小于2g），并且在步骤316中，将e1的值设置为e2。然后，在来自步骤316的e1和e2的新值的情况下，在步骤318中将传递函数-2e1+e2施加到输入信号u。

本文中公开的系统和方法提供了一种δ-σ调制器，该δ-σ调制器具有一输出，该输出在输入信号为零或小时可靠地变成零，而在接收其他输入信号值时不影响δ-σ调制器性能。在图4a-c中图示了常规δ-σ调制器的示例性频谱输出图。如所图示，带外信号可能有时在常规的δ-σ调制器中失控，并锁定成不同的振荡模式（参见402a、402b和402c）。如图5中所示，实现本公开的重力效应的实施例的δ-σ调制器的频谱输出在输入变成零时具有小的带外信号。如在测试仿真中所验证的，与常规的δ-σ调制器相比，δ-σ调制器输出可靠地变成零，并且没有噪声性能的显著降级。

在各种实施例中，本文中公开的δ-σ调制器可以利用数据转换器、频率合成器或其他δ-σ实施方式来实现。在一些实施例中，当δ-σ调制器输出为零时，本公开的δ-σ调制器可以向后续电路块提供关闭或进入低功率模式的信号。所公开的δ-σ调制器还可以通过一起驱动每个误差（诸如通过将存储元素值朝向平均值收敛或将误差朝向其他存储元素值中的一个或多个驱动）来与不同阶的调制器一起工作。

图6图示了包括n阶误差反馈回路610的δ-σ调制器600的示例性实施例。n阶误差反馈回路610接收量化误差e作为输入，并且包括n个延迟单元（616a、616b至616n），其可操作以存储表示在n个先前时钟周期中接收的量化误差的对应误差值e1、e2......en。对应的重力效应622a、622b......622n施加到每个相应的误差值e1、e2......en。在一个实施例中，在每个周期中对误差值e1、e2......en进行平均，并且每个对应的重力效应622a、622b......622n可操作以使用小重力效应将其相应的误差值e1、e2......en朝向平均误差值收敛。在一个实施例中，重力效应被选择为固定步长，该步长足够小以避免创建如由系统要求所确定的不合意的带内噪声。重力效应可以例如作为步长g来施加，该步长g在每个周期被添加到误差值或从误差值减去，以使误差值朝向平均误差值步进。在一个实施例中，如果误差值在平均误差值2g范围内，则可以将该误差值设置为平均值。在施加重力效应之后，在624处组合结果误差值以提供由传递函数hf（z）给出的滤波器响应。在操作中，小的重力效应将在存在输入信号u的情况下创建一些噪声，但是添加的噪声相对小，并且该效应可能接近于白噪声，而不影响输出信号v中的带内噪声。当输入信号u变成零时，小的重力效应将使得误差值e1、e2......en收敛，并且结果输出信号v将变成零。

参考图7，图示了根据本公开的实施例的音频输出级700。接收具有第一采样率n的数字音频信号，并将其输入到收敛的δ-σ转换器702，诸如图2的δ-σ调制器200。收敛的δ-σ转换器702将数字音频信号下采样成具有较低采样率m的输出信号。数模转换器704将数字音频样本转换为模拟音频信号，该信号被馈送到d类放大器706以用于驱动扬声器708。在各种实施例中，如果数字音频信号不再存在或非常小，则收敛的δ-σ转换器702（以及音频输出级700）的输出将变成零。

在适用的情况下，可以使用硬件、软件或硬件和软件的组合来实现由本公开提供的各种实施例。而且，在适用的情况下，在不脱离本公开的精神的情况下，本文中阐述的各种硬件部件和/或软件部件可以组合成包括软件、硬件和/或两者的复合部件。在适用的情况下，在不脱离本公开的范围的情况下，本文中阐述的各种硬件部件和/或软件部件可以被分离成包括软件、硬件或两者的子部件。另外，在适用的情况下，设想的是，软件部件可以被实现为硬件部件，并且反之亦然。

根据本公开，诸如程序代码和/或数据之类的软件可以被存储在一个或多个计算机可读介质上。还设想可以使用一个或多个（联网的和/或以其他方式的）通用或专用计算机和/或计算机系统来实现本文中标识的软件。在适用的情况下，本文中描述的各个步骤的顺序可以被改变、组合成复合步骤和/或分离成子步骤以提供本文中描述的特征。

以上描述的实施例说明但不限制本发明。还应当理解，根据本发明的原理，许多修改和变体是可能的。因此，本发明的范围仅由后面的权利要求限定。