D类放大器的制作方法

本公开涉及d类放大器的领域。具体地，本公开涉及用于动态调整d类放大器的操作模式的系统和方法。

背景技术：

d类放大器越来越多地用于功率效率重要的诸如移动电话、便携式媒体播放器、膝上型计算机和平板计算机以及无线头戴式耳机、耳机和耳塞式耳机等电子装置的输出级中。

d类放大器接收模拟输入信号并输出脉冲序列，其中脉冲的宽度和间隔表示输入模拟信号的幅度。

某些d类放大器可以被设计为以ad类模式操作，某些d类放大器可以被设计为以bd类模式操作。

在ad类设计中，由d类放大器在某个时间点输出的信号可以采用两个幅度值(即，高值和低值)中的一者。因此，在ad类模式下，输出信号为双电平。这在图1的上部波形图110中示意性地示出，所述上部波形图示出了(在最下部的波形112中)由全桥d类放大器的输出级施加到桥式连接负载的差分信号，以及由放大器的输出级的第一和第二驱动器产生的对应的输出信号114、116。在该示例中，由第一和第二驱动器产生的输出信号114、116在正电源轨电压+vdd和负电源轨电压–vdd之间摆动，并且这些信号始终具有相反的极性，因此施加在负载上的差分信号仅可以是+2vdd或-2vdd(假设+vdd的大小等于–vdd)。

在bd类模式下，由d类放大器在某个时间点输出的信号可以采用以下三个幅度值之一：高值；低值；和介于高值和低值之间的中间值。因此，在bd类模式下，输出信号为三电平。这在图1的下部波形图120中示意性地示出，所述下部波形图示出了(在最下部的波形122中)由全桥d类放大器的输出级施加到桥式连接负载的差分信号，以及由放大器的输出级的第一和第二驱动器产生的对应的输出信号124、126。在该示例中，由第一驱动器和第二驱动器产生的输出信号124、126在正电源轨电压+vdd和负电源轨电压–vdd之间摆动。这些输出有时具有相反的极性，但有时也具有相同的极性，因此施加在负载上的差分信号可以是+2vdd或-2vdd(假设+vdd的大小等于–vdd)或0v。

将特定的d类放大器设计为以ad类模式还是以bd类模式操作的选择取决于要使用d类放大器的特定应用的要求。每种模式提供不同的优点和缺点。

技术实现要素：

根据第一方面，本发明提供了d类放大器电路，其包括：输入端，所述输入端用于接收输入信号；第一和第二输出节点，所述第一和第二输出节点用于驱动连接在所述第一和第二输出节点之间的负载；第一驱动器级，所述第一驱动器级用于将所述第一节点在第一电源轨和第二电源轨之间切换；第二驱动器级，所述第二驱动器级用于将所述第二节点在所述第一电源轨和所述第二电源轨之间切换；第一驱动器控制电路，所述第一驱动器控制电路被配置为接收第一载波并部分地基于所述第一载波来控制所述第一驱动器级的切换；第二驱动器控制电路，所述第二驱动器控制电路被配置为接收第二载波并部分地基于所述第二载波来控制所述第二驱动器级的切换；以及载波发生器，所述载波发生器被配置为提供所述第一载波和所述第二载波，其中在所述第一载波和所述第二载波之间的相移可响应于模式控制信号而调整。

所述第一驱动器控制电路可以被配置为接收源自所述输入信号的第一信号，并且部分地基于源自所述输入信号的所述第一信号来控制所述第一驱动器级的所述切换；并且所述第二驱动器控制电路可以被配置为接收源自所述输入信号的第二信号，并且部分地基于源自所述输入信号的所述第二信号来控制所述第二驱动器级的所述切换。

在一些实施方案中，源自所述输入信号的所述第一和第二信号是差分信号对的互补信号。

在其他实施方案中，源自所述输入信号的所述第一和第二信号是相同的。

所述第一驱动器控制电路可以操作以将源自所述输入信号的所述第一信号与所述第一载波进行比较，并基于所述比较来控制所述第一驱动器级的所述切换；并且所述第二驱动器控制电路可以操作以将源自所述输入信号的所述第二信号与所述第二载波进行比较，并基于所述比较来控制所述第二驱动器级的所述切换。

替代地或附加地，所述第一驱动器控制电路可以操作以将第一差信号与所述第一载波进行比较，所述第一差信号指示由所述第一驱动器级输出的信号和源自所述输入信号的第一信号之间的差，并基于所述比较来控制所述第一驱动器级的所述切换；并且所述第二驱动器控制电路可以操作以将第二差信号与所述第二载波进行比较，所述第二差信号指示由所述第二驱动器级输出的信号和源自所述输入信号的第二信号之间的差，并基于所述比较来控制所述第二驱动器级的所述切换。

所述第一差信号可以例如表示由所述第一驱动器级输出的所述信号的电压和源自所述输入信号的所述第一信号的电压之间的差的积分；并且所述第二差信号可以表示由所述第二驱动器级输出的所述信号的电压和源自所述输入信号的所述第二信号的电压之间的差的积分。

可以在所述第一驱动器控制电路的第一环路滤波器的输出端处提供所述第一差信号，并且可以在所述第二驱动器控制电路的第二环路滤波器的输出端处提供所述第二差信号。

所述第一驱动器控制电路可以包括第一积分器电路，所述第一积分器电路被配置为接收第一数字信号并基于所述接收到的第一数字信号来产生所述第一载波；并且所述第二驱动器控制电路可以包括第二积分器电路，所述第二积分器电路被配置为接收第二数字信号并基于所述接收到的第二数字信号来产生所述第二载波。

所述第一数字信号和所述第二数字信号可以包括相应的第一和第二方波电流波形。

在第一操作模式下，在所述第一载波和所述第二载波之间的所述相移可以基本上是180度。

在第二操作模式下，在所述第一载波和所述第二载波之间的所述相移可以基本上是零。

在第三操作模式下，在所述第一载波和所述第二载波之间的所述相移可以是除180度之外的非零值。

所述载波发生器可以操作以在预定时间段内将所述第一载波和所述第二载波之间的相位差在非零值和零之间调整，以便从所述第一或第三操作模式转变到所述第二操作模式，并且在预定时间段内将所述第一载波和所述第二载波之间的所述相位差在零和非零值之间调整，以便从所述第二操作模式转变到所述第一或第三操作模式。

所述载波发生器可以操作以基本上连续地扫描所述第一载波和所述第二载波之间的所述相位差。

所述d类放大器电路还可以包括监测电路，所述监测电路被配置为基于所述输入信号的指示、参数、特性或特征来产生所述模式控制信号。

在一个实施方案中，所述监测电路被配置为监测所述输入信号的参数，并且如果所述输入信号的所述监测到的参数达到或降到低于第一阈值，则产生模式控制信号以致使所述d类放大器电路从第一操作模式转变到第二操作模式，并且如果所述输入信号的所述监测到的参数达到或超过第二阈值，则产生模式控制信号以致使所述d类放大器从所述第二操作模式转变到所述第一操作模式。

所述输入信号的所述监测到的参数可以包括以下各项中的至少一者：所述输入信号的瞬时信号电平；以及所述输入信号的包络。

所述第二阈值可以不同于所述第一阈值。

所述监测电路可以被配置为接收关于所述输入信号的信息并基于所述接收到的信息来产生所述模式控制信号。所述接收到的信息可以包括以下各项中的至少一者：所述输入信号的信号电平的接收到的指示；所述输入信号的所述信号电平的即将到来的变化的接收到的指示；附接到所述d类放大器电路的负载的接收到的指示；所述输入信号的信号类型的接收到的指示；以及在输入音频信号中已检测到静默时段的接收到的指示。

所述监测电路可以被配置为基于以下各项中的至少一者来产生所述模式控制信号：所述d类放大器电路的输出信号的信号电平；所述d类放大器电路的输出信号的包络；所述第一或第二输出节点处的信号的占空比；以及所述第一或第二驱动器控制电路的输出信号的占空比。

在实施方案中，所述载波发生器包括：源载波输入端，其用于接收源载波；第一载波输出端，其用于输出第一载波；第二载波输出端，其用于输出第二载波；和多路复用器。在该实施方案中，所述源载波输入端耦合到所述第一载波输出端和所述多路复用器的第一输入端；所述多路复用器的第二输入端被配置为接收所述源载波的反相版本；所述多路复用器的输出端耦合到所述第二载波输出端；并且所述多路复用器被配置为根据所述模式控制信号选择性地将其第一输入端或其第二输入端耦合到其输出端，使得所述载波发生器在所述第二载波输出端处输出所述源载波或所述源载波的所述反相版本并在所述第一载波输出端处输出所述源载波。

所述载波发生器可以包括耦合在所述源载波输入端和所述多路复用器的所述第二输入端之间的反相级。

在实施方案中，所述载波发生器包括：源载波输入端，其用于接收源载波；第一载波输出端，其用于输出第一载波；第二载波输出端，其用于输出第二载波；和可变相移元件。在该实施方案中，所述源载波输入端耦合到所述第一载波输出端和所述可变相移元件的输入端；所述可变相移元件的输出端耦合到所述第二载波输出端；并且所述可变相移元件被配置为根据所述模式控制信号对所述源载波施加相移，并输出所述源载波的相移版本作为所述第二载波。

所述载波发生器还可以包括耦合在所述源载波输入端和所述第一载波输出端之间的另一可变相移元件，其中所述另一可变相移元件被配置为根据所述模式控制信号对所述载波施加相移，并输出所述源载波的相移版本作为所述第一载波。

所述可变相移元件或所述另一可变相移元件可以包括以下各项中的至少一者：延迟线电路；和全通滤波器电路。

在实施方案中，所述载波发生器包括：源载波输入端，其用于接收源载波；第一载波输出端，其用于输出第一载波；第二载波输出端，其用于输出第二载波；延迟线，其包括多个延迟元件；和多路复用器。在该实施方案中，所述源载波输入端耦合到所述第一载波输出端和所述延迟线的输入端；所述多个延迟元件中的每一者的输出端耦合到所述多路复用器的输入端；所述多路复用器的输出端耦合到所述第二载波输出端，并且所述多路复用器被配置为根据所述模式控制信号选择性地将其输出端耦合到其输入端之一。

所述多个延迟元件可以形成包括环路控制电路的锁相环的一部分，其中所述环路控制电路被配置为向所述多个延迟元件中的每一者输出控制信号，以调整所述多个延迟元件中的每一者的延迟，从而调整所述延迟线的总延迟，以便将所述延迟线的输出锁相到所述源载波。

在实施方案中，所述载波发生器包括：第一载波输出端，其用于输出第一载波；第二载波输出端，其用于输出第二载波；第一斜坡信号发生器，其被配置为输出斜坡信号；第一比较器，其被配置为将由所述第一斜坡信号发生器输出的信号与第一阈值进行比较，并在所述第一斜坡信号发生器的所述输出信号达到所述第一阈值时输出信号；第二比较器，其被配置为将由所述第一斜坡信号发生器输出的信号与第二阈值进行比较，并在所述第一斜坡信号发生器的所述输出信号达到所述第二阈值时输出信号；第三比较器，其被配置为将由所述第一斜坡信号发生器输出的信号与第三阈值进行比较，并在所述第一斜坡信号发生器的所述输出信号达到所述第三阈值时输出信号；第四比较器，其被配置为将由所述第一斜坡信号发生器输出的信号与第四阈值进行比较，并在所述第一斜坡信号发生器的所述输出信号达到所述第四阈值时输出信号；第一双稳态元件，其具有耦合到所述第一比较器的输出端的第一输入端和耦合到所述第二比较器的输出端的第二输入端；和第二双稳态元件，其具有耦合到所述第三比较器的输出端的第一输入端和耦合到所述第四比较器的输出端的第二输入端，其中所述第一双稳态元件的输出端耦合到所述第一载波输出端并且所述第二双稳态元件的输出端耦合到所述第二载波输出端。

所述第一斜坡信号发生器可以包括计数器，所述计数器被配置为接收时钟信号并输出指示由所述计数器计数的所述时钟信号的时钟脉冲的数量的信号。

所述载波发生器还可以包括：第二斜坡信号发生器，其耦合在所述第一双稳态元件的所述输出端和所述第一载波输出端之间；和第三斜坡信号发生器，其耦合在所述第二双稳态元件的所述输出端和所述第二载波输出端之间。

在实施方案中，所述载波发生器包括：计数器，其被配置为接收时钟信号并输出指示由所述计数器计数的所述时钟信号的时钟脉冲的数量的信号；和状态机，其具有耦合到所述计数器的输出端的输入端和耦合到所述第一和第二载波输出端的第一和第二输出端。在该实施方案中，所述状态机被配置为当所述计数器的输出达到多个阈值时在所述状态机的第一和第二输出端处输出信号。

根据本发明的第二方面，提供了d类放大器电路，其包括：输入端，所述输入端用于接收输入信号；第一和第二输出节点，所述第一和第二输出节点用于驱动耦合在所述第一和第二输出节点之间的负载；第一驱动器级，所述第一驱动器级用于将所述第一节点在第一电源轨和第二电源轨之间切换；第二驱动器级，所述第二驱动器级用于将所述第二节点在所述第一电源轨和所述第二电源轨之间切换；监测电路，所述监测电路用于根据所述输入信号的指示来输出模式控制信号；以及驱动器控制电路，所述驱动器控制电路用于部分地根据所述模式控制信号来控制所述第一和第二驱动器级，从而改变在所述第一和第二输出节点处切换转变的相对定相。

所述监测电路可以被配置为监测所述输入信号的参数，并且如果所述输入信号的所述监测到的参数达到或降到低于第一阈值，则产生模式控制信号以致使所述d类放大器电路从第一操作模式转变到第二操作模式，并且如果所述输入信号的所述监测到的参数达到或超过第二阈值，则产生模式控制信号以致使所述d类放大器从所述第二操作模式转变到所述第一操作模式。

所述输入信号的所述监测到的参数可以包括以下各项中的至少一者：所述输入信号的瞬时信号电平；以及所述输入信号的包络。

所述第二阈值可以不同于所述第一阈值。

所述监测电路可以被配置为接收关于所述输入信号的信息并基于所述接收到的信息来产生所述模式控制信号，并且所述接收到的信息可以包括以下各项中的至少一者：所述输入信号的信号电平的接收到的指示；所述输入信号的所述信号电平的即将到来的变化的接收到的指示；附接到所述d类放大器电路的负载的接收到的指示；所述输入信号的信号类型的接收到的指示；以及在输入音频信号中已检测到静默时段的接收到的指示。

所述监测电路可以被配置为基于以下各项中的至少一者来产生所述模式控制信号：所述d类放大器电路的输出信号的信号电平；所述d类放大器电路的输出信号的包络；所述第一或第二输出节点处的信号的占空比；以及所述第一或第二驱动器控制电路的输出信号的占空比。

所述第一驱动器控制电路可以被配置为接收源自所述输入信号的第一信号，并且部分地基于源自所述输入信号的所述第一信号来控制所述第一驱动器级的所述切换；并且所述第二驱动器控制电路可以被配置为接收源自所述输入信号的第二信号，并且部分地基于源自所述输入信号的所述第二信号来控制所述第二驱动器级的所述切换。

源自所述输入信号的所述第一和第二信号可以是差分信号对的互补信号。

替代地，源自所述输入信号的所述第一和第二信号可以是相同的。

所述第一驱动器控制电路可以操作以将源自所述输入信号的所述第一信号与所述第一载波进行比较，并基于所述比较来控制所述第一驱动器级的所述切换；并且所述第二驱动器控制电路可以操作以将源自所述输入信号的所述第二信号与所述第二载波进行比较，并基于所述比较来控制所述第二驱动器级的所述切换。

所述第一驱动器控制电路可以操作以将第一差信号与所述第一载波进行比较，所述第一差信号指示由所述第一驱动器级输出的信号和源自所述输入信号的第一信号之间的差，并基于所述比较来控制所述第一驱动器级的所述切换；并且所述第二驱动器控制电路可以操作以将第二差信号与所述第二载波进行比较，所述第二差信号指示由所述第二驱动器级输出的信号和源自所述输入信号的第二信号之间的差，并基于所述比较来控制所述第二驱动器级的所述切换。

所述第一差信号可以表示由所述第一驱动器级输出的所述信号的电压和源自所述输入信号的所述第一信号的电压之间的差的积分；并且所述第二差信号可以表示由所述第二驱动器级输出的所述信号的电压和源自所述输入信号的所述第二信号的电压之间的差的积分。

可以在所述第一驱动器控制电路的第一环路滤波器的输出端处提供所述第一差信号，并且可以在所述第二驱动器控制电路的第二环路滤波器的输出端处提供所述第二差信号。

所述第一驱动器控制电路可以包括第一积分器电路，所述第一积分器电路被配置为接收第一数字信号并基于所述接收到的第一数字信号来产生所述第一载波；并且所述第二驱动器控制电路可以包括第二积分器电路，所述第二积分器电路被配置为接收第二数字信号并基于所述接收到的第二数字信号来产生所述第二载波。

所述第一数字信号和所述第二数字信号可以包括相应的第一和第二方波电流波形。

所述d类放大器电路还可以包括载波发生器，所述载波发生器被配置为提供所述第一载波和所述第二载波，其中所述第一载波和所述第二载波之间的相移可响应于模式控制信号而调整。

在第一操作模式下，在所述第一载波和所述第二载波之间的所述相移可以基本上是180度。

在第二操作模式下，在所述第一载波和所述第二载波之间的所述相移可以基本上是零。

在第三操作模式下，在所述第一载波和所述第二载波之间的所述相移可以是除180度之外的非零值。

所述载波发生器可以操作以在预定时间段内将所述第一载波和所述第二载波之间的相位差在非零值和零之间调整，以便从所述第一或第三操作模式转变到所述第二操作模式，并且在预定时间段内将所述第一载波和所述第二载波之间的所述相位差在零和非零值之间调整，以便从所述第二操作模式转变到所述第一或第三操作模式。

所述载波发生器可以操作以基本上连续地扫描所述第一载波和所述第二载波之间的所述相位差。

在实施方案中，所述载波发生器包括：源载波输入端，其用于接收源载波；第一载波输出端，其用于输出第一载波；第二载波输出端，其用于输出第二载波；和多路复用器。在该实施方案中，所述源载波输入端耦合到所述第一载波输出端和所述多路复用器的第一输入端；所述多路复用器的第二输入端被配置为接收所述源载波的反相版本；所述多路复用器的输出端耦合到所述第二载波输出端；并且所述多路复用器被配置为根据所述模式控制信号选择性地将其第一输入端或其第二输入端耦合到其输出端，使得所述载波发生器在所述第二载波输出端处输出所述源载波或所述源载波的所述反相版本并在所述第一载波输出端处输出所述源载波。

所述载波发生器可以包括耦合在所述源载波输入端和所述多路复用器的所述第二输入端之间的反相级。

在实施方案中，所述载波发生器包括：源载波输入端，其用于接收源载波；第一载波输出端，其用于输出第一载波；第二载波输出端，其用于输出第二载波；和可变相移元件。在该实施方案中，所述源载波输入端耦合到所述第一载波输出端和所述可变相移元件的输入端；所述可变相移元件的输出端耦合到所述第二载波输出端；并且所述可变相移元件被配置为根据所述模式控制信号对所述源载波施加相移，并输出所述源载波的相移版本作为所述第二载波。

所述载波发生器还可以包括耦合在所述源载波输入端和所述第一载波输出端之间的另一可变相移元件，其中所述另一可变相移元件被配置为根据所述模式控制信号对所述载波施加相移，并输出所述源载波的相移版本作为所述第一载波。

所述可变相移元件或所述另一可变相移元件可以包括以下各项中的至少一者：延迟线电路；和全通滤波器电路。

在实施方案中，所述载波发生器包括：源载波输入端，其用于接收源载波；第一载波输出端，其用于输出第一载波；第二载波输出端，其用于输出第二载波；延迟线，其包括多个延迟元件；和多路复用器。在该实施方案中，所述源载波输入端耦合到所述第一载波输出端和所述延迟线的输入端；所述多个延迟元件中的每一者的输出端耦合到所述多路复用器的输入端；所述多路复用器的输出端耦合到所述第二载波输出端，并且所述多路复用器被配置为根据所述模式控制信号选择性地将其输出端耦合到其输入端之一。

所述多个延迟元件可以形成包括环路控制电路的锁相环的一部分，其中所述环路控制电路被配置为向所述多个延迟元件中的每一者输出控制信号，以调整所述多个延迟元件中的每一者的延迟，从而调整所述延迟线的总延迟，以便将所述延迟线的输出锁相到所述源载波。

在实施方案中，所述载波发生器包括：第一载波输出端，其用于输出第一载波；第二载波输出端，其用于输出第二载波；第一斜坡信号发生器，其被配置为输出斜坡信号；第一比较器，其被配置为将由所述第一斜坡信号发生器输出的信号与第一阈值进行比较，并在所述第一斜坡信号发生器的所述输出信号达到所述第一阈值时输出信号；第二比较器，其被配置为将由所述第一斜坡信号发生器输出的信号与第二阈值进行比较，并在所述第一斜坡信号发生器的所述输出信号达到所述第二阈值时输出信号；第三比较器，其被配置为将由所述第一斜坡信号发生器输出的信号与第三阈值进行比较，并在所述第一斜坡信号发生器的所述输出信号达到所述第三阈值时输出信号；第四比较器，其被配置为将由所述第一斜坡信号发生器输出的信号与第四阈值进行比较，并在所述第一斜坡信号发生器的所述输出信号达到所述第四阈值时输出信号；第一双稳态元件，其具有耦合到所述第一比较器的输出端的第一输入端和耦合到所述第二比较器的输出端的第二输入端；和第二双稳态元件，其具有耦合到所述第三比较器的输出端的第一输入端和耦合到所述第四比较器的输出端的第二输入端，其中所述第一双稳态元件的输出端耦合到所述第一载波输出端并且所述第二双稳态元件的输出端耦合到所述第二载波输出端。

所述第一斜坡信号发生器可以包括计数器，所述计数器被配置为接收时钟信号并输出指示由所述计数器计数的所述时钟信号的时钟脉冲的数量的信号。

所述载波发生器还可以包括：第二斜坡信号发生器，其耦合在所述第一双稳态元件的所述输出端和所述第一载波输出端之间；和第三斜坡信号发生器，其耦合在所述第二双稳态元件的所述输出端和所述第二载波输出端之间。

在实施方案中，所述载波发生器包括：计数器，其被配置为接收时钟信号并输出指示由所述计数器计数的所述时钟信号的时钟脉冲的数量的信号；和状态机，其具有耦合到所述计数器的输出端的输入端和耦合到所述第一和第二载波输出端的第一和第二输出端，其中所述状态机被配置为在所述计数器的输出达到多个阈值时在所述状态机的第一和第二输出端处输出信号。

根据本发明的第三方面，提供了d类放大器电路，其包括：模式控制器，所述模式控制器被配置为根据对要放大的输入信号的电平的指示将所述d类放大器的操作切换模式在ad类模式和bd类模式之间的范围内动态地调整。

在所述ad类模式和所述bd类模式之间的所述范围可以具有第一端点和第二端点，在所述第一端点，所述操作切换模式是100％ad类，在第二端点，所述操作切换模式是100％bd类。然而，应当理解，所述范围的所述第一端点可以对应于小于100％ad类的操作切换模式和/或所述范围的所述第二端点可以对应于小于100％bd类的操作切换模式。

根据本发明的第四方面，提供了d类放大器电路，其包括：第一和第二半桥输出级；和模式控制器，所述模式控制器被配置为动态地调整施加到所述第一和第二半桥输出级的相应切换控制器的循环参考的相对相位，从而将所述d类放大器的操作切换模式在ad类模式和bd类模式之间的范围内动态地调整。

根据本发明的第五方面，提供了一种电子设备，其包括根据第一至第四方面中任一项的d类放大器电路，其中所述电子设备包括以下各项中的至少一者：便携式电子装置；电池供电装置；计算装置；通信装置；游戏装置；移动电话；媒体播放器；膝上型计算装置、平板计算装置或笔记本计算装置；可穿戴装置；或语音激活或语音控制的装置。

附图说明

现将完全通过仅示例的方式参考附图来描述本发明的实施方案，在附图中：

图1是由以ad类模式操作或以bd类模式操作的d类放大器供应给负载的输出信号的示意表示；

图2是示出d类放大器的概念的示意图，所述d类放大器可根据特性、参数、特征等(诸如输入信号的信号电平)选择性地以ad类模式或bd类模式操作；

图3a和图3b是用于桥式连接负载的图2所示概念的电路实现方式的示意表示；

图3c提供了在图3a和图3b的电路实现方式中使用的载波发生器的不同实现方式的示意表示；

图4a-图4c示出了一系列的波形，这些波形示出图3a和图3b的电路实现方式的操作；

图5是图3b的实现方式的半电路的替代电路实现方式的示意表示；以及

图6是图3b的实现方式的半电路的另一替代电路实现方式的示意表示。

具体实施方式

如上所述，d类放大器的ad类和bd类设计提供不同的优点和缺点。

ad类设计提供高线性度和平衡。然而，相对于bd类设计，ad类设计中的电源抑制比(psrr)更差。如上所述，在驱动桥式连接负载的全桥d类放大器中，即使对于低信号电平，由输出级的第一和第二输出驱动器产生的输出信号通常也会在正和负电源轨之间摆动，因此电源轨中存在的任何噪声都会带入施加到负载的信号中。此外，放大器在ad类模式下比在bd类模式下汲取更高的静态电流。

相比之下，bd类设计提供比ad类设计更好的电源抑制比(psrr)。另外，bd类模式提供比ad类模式更低的静态电流。然而，这些优点的代价是比ad类模式更低的线性度，并且共模信号的幅度更高。

由于ad类仅采用两个输出状态，因此输出线性度对这两个状态之间的输出幅度的任何错配不敏感。相比之下，bd类设计的输出将根据瞬时输入信号电平采用不同比例的三个输出状态，因此输出幅度的任何错配都会导致非线性度。此外，由于ad类设计的输出的极性固有地互补，因此输出共模电压是恒定的，而在bd类下，由于输出会在其中两个输出均为高的状态和其中两个输出均为低的状态之间交替，因此即使在信号小的情况下也存在共模纹波。这会引起电磁干扰(emi)发射。

图2是示出d类放大器系统的示意图，所述d类放大器系统被配置为根据输入信号的特性、参数、特征等(诸如信号电平)在ad类操作模式和bd类操作模式之间动态切换。

一般以200示出的系统包括能够以ad类模式或以bd类模式操作的d类放大器202。d类放大器202包括模式控制机构204，用于将d类放大器202在ad类操作模式和bd类操作模式之间进行切换。d类放大器202具有用于接收输入信号的输入端子206和用于向负载输出脉冲序列的输出端子208(或者在全桥放大器的情况下是一对输出端子)，所述脉冲序列递送指示输入信号的输出信号。

信号监测器210可以耦合到d类放大器的输入端子206，并且被配置为监测模拟输入信号并根据例如输入信号的指示或特性、参数、特征等(诸如输入信号电平)向d类放大器202的模式控制机构204输出控制信号以致使d类放大器202在ad类模式和bd类模式之间切换。

信号监测器210可以被配置为以多种不同方式进行操作。例如，信号监测器210可以被配置为监测输入信号的瞬时信号电平，并输出控制信号以致使d类放大器202转变到其ad类操作模式或其bd类操作模式，或反之亦然，这取决于满足哪些特定条件。例如，信号监测器210可以被配置为：如果瞬时输入信号电平达到或降到低于第一预定义阈值，则输出控制信号以致使d类放大器202从ad类模式转变到bd类模式，并且如果瞬时输入信号电平达到或超过第二预定义阈值，则输出控制信号以致使d类放大器202从bd类模式转变到ad类模式。

替代地，信号监测器210可以被配置为监测输入信号的包络的参数、特性、特征等(例如，包络电平)，并且如果满足特定条件，则输出控制信号以致使d类放大器202切换其操作模式。例如，信号监测器210可以被配置为：如果输入信号的包络参数(例如，包络电平)达到或降到低于第一预定义阈值，则输出控制信号以致使d类放大器202从ad类模式转变到bd类模式，并且如果输入信号的包络参数(例如，包络电平)达到或超过第二预定义阈值，则输出控制信号以致使d类放大器202从bd类切换模式转变到ad类切换模式。

有利的是，所使用的包络检波器可以具有相对较快的增高时间常数，从而对输入信号幅度的任何增加快速作出反应，以及时地改变为ad类模式。相反，包络检波器可以具有相对较慢的衰减时间常数，从而延迟对信号幅度的任何减小的响应，以避免切换模式的过度频繁改变。包络检波器还可以实现保持时段，其中在包络电平的当前值减小之前在所述保持时段内维持包络电平的当前值，以延迟切换模式的任何变化，从而有效地向模式切换提供时域滞后，从而避免过度频繁改变切换模式。

在任何一种情况下，第一和第二预定义包络参数(例如，包络电平)阈值可以相同，或可以不同以提供某个滞后。包络阈值可以是最大预期输入信号幅度的给定分数(例如，可以将阈值设置为例如10％或20％的电平)，或者可以是预期最大输入信号幅度的任何期望分数(例如，可以将阈值设置在最大信号幅度(例如电平)的5-25％的范围内，其中不同的另一阈值5-10％以提供电压滞后)。附加地或替代地，包络阈值可以相对于最大预期输入信号幅度的满刻度(dbfs)以分贝为单位表示，例如，可以将阈值设置在-6db至-30db之间的水平，而将另一阈值设置在例如-6db到-12db之间的不同水平，从而提供电压滞后。

作为另一替代方案，信号监测器可以被配置为从系统200的一个或多个上游部件(诸如音量控制或某个数字峰值或包络检波器)接收关于输入信号的信息，诸如例如其电平，并且基于接收到的信息输出控制信号以致使d类放大器202来切换操作模式。输入信号的指示或特性、参数、特征等可以附加地或替代地从主机系统中的高级操作信息中来推导。例如，主机装置(诸如移动电话)中的高级系统控制器可能知道输出是连接到10kω线路电平负载还是600ω扬声器，或者连接到灵敏度更高的8ω低阻抗头戴式耳机负载，其具有限定的较小可允许最大信号电平，使得即使在减小的最大可允许信号电平的情况下仍期望bd类操作。类似地，系统控制器可能能够预期输入信号电平的即将到来的变化，诸如暂时的静默时段，或预期输入信号的类别或类型的迫近变化，从而导致要求输出例如高幅度通知，诸如铃声而不是常规音频信号。高级控制器可以将该信息传送到d类放大器，以提供输入信号的指示。

在上述实施方案中，输入信号的幅度的特性、参数或特征可以从监测接收到的输入信号或从音量控制信号或某个其他上游信号中得出。然而，在其他实施方案中，输入信号的幅度的参数可以至少部分地从d类放大器电路内的信号链的其他部分得出，并用于相应地改变切换模式(ad类/bd类)。例如，在通过查看输出节点324、332处的信号的占空比来滤波之前或在通过与参考电压比较来滤波之后，可以使用放大器电路300的输出电压，以提供输入信号电平的指示。同样地，用于控制输出级312、314切换的控制信号的定时或占空比可以用于提供输入信号电平的特征。

实施方案可以使用数字硬件(例如计数器)来确定输出驱动器级的驱动或控制信号的脉冲宽度或占空比，并且因此提供使用少量纯数字硬件来控制切换模式的方法。这在具有模拟输入且因此没有输入信号的上游数字表示的系统的情况下，或者对于较小几何结构制造工艺上的放大器而言，尤其有利。

其他实施方案可以直接从输出驱动器级获取输出信号，可能进行一些滤波，或者在输出端和物理负载之间的平滑后置滤波器之后获取输出信号，并且得出其包络以进行类似于针对处理输入信号所述的处理，以提供控制d类放大器的切换模式(ad类/bd类)的信号。在一些实施方案中，模拟输出信号可以通过模数转换器(adc)，以可能实现某一其他数字信号处理，例如线性化或数字回声消除。可以采用数字包络检测或其他数字滤波来提供输出指示，从而提供输入信号电平的指示。

优选地，这种adc将是连续时间adc，即，不对其输入信号进行采样的adc，以允许准确捕获占空比以及在切换沿周围产生的任何瞬态，而不必以过多的采样频率运行。此adc包括连续时间delta-sigma转换器和包括电压频率转换器或压控振荡器的转换器。

作为另一替代方案，信号监测器210可以被配置为除了关于输入信号的信息之外或代替关于输入信号的信息来接收关于主机系统的操作的其他方面的信息。例如，如上所述，由于通常更大的共模输出电压活动，bd类操作可能会产生更多的emi发射。例如，如果主机装置包括可能尝试接收载波频率与d类放大器的循环频率类似的无线电信号的部件，则这可能会带来问题。因此，信号监测器可以从例如主机装置(诸如移动电话)中的高级系统控制器接收控制信号，所述控制信号指示当前正在激活emi敏感功能，使得即使对于小的音频信号电平，ad类操作也将是优选的。

图3a是图2所示概念的示例性电路实现方式的示意表示，所述示例性电路实现方式接收源自诸如模拟音频信号之类的输入信号的差分输入信号对sinp、sinn，并利用图1所示类型的差分输出信号驱动桥式连接负载316的第一节点324和第二节点332。

图3a的电路300包括第一半电路300a、第二半电路300b、载波发生器310和信号监测器210。

第一半电路300a包括第一驱动器级312，所述第一驱动器级用于将第一节点324在第一电源轨+vdd或第二电源轨-vdd之间切换，并且还包括第一驱动器控制电路340，所述第一驱动器控制电路被配置为接收第一载波cwa并基于第一载波cwa和第一输入信号分量sinp来控制第一驱动器级312的切换。类似地，第二半电路300b包括第二驱动器级342，用于将第二节点332在第一电源轨+vdd或第二电源轨-vdd之间切换，并且还包括第二驱动器控制电路342，所述第二驱动器控制电路被配置为接收第二载波cwb并基于第二载波cwb和第二输入信号分量sinn来控制第二驱动器级314的切换。

载波发生器310接收源载波cw，并产生第一载波cwa和第二载波cwb。载波发生器310响应于模式控制信号mc来调整第一载波cwa和第二载波cwb之间的相移。该模式控制信号可以由信号监测器块210产生，所述信号监测器块可以监测输入信号或指示其特性(诸如输入信号的信号电平)的信号。

图3b是图3a所示概念的示例性电路实现方式300的更详细的示意表示。电路300接收源自诸如模拟音频信号之类的输入信号的差分输入信号对sinp、sinn，并且利用差分输出信号来驱动桥式连接负载316。图3b的电路300包括两个半电路300a和300b，每个半电路接收差分输入信号之一并从相应的驱动器级312或314驱动负载316的相应侧。

在图3b的电路300中，第一比较器302在其非反相输入端处接收差分输入信号对的第一输入信号sinp。第二比较器304在其非反相输入端处接收差分输入信号对的第二输入信号sinn，所述第二输入信号与第一输入信号互补，例如相对于某个静态信号参考反相。第一比较器302的反相输入端连接到载波发生器310的输出端，并且从其接收第一载波cwa，在该示例中，所述第一载波是三角波。载波cwa是重复的周期信号，即循环参考信号。载波发生器310的第二输出端连接到第二比较器304的反相输入端，使得载波发生器310将第二载波提供给第二比较器304。通过改变提供给第二比较器304的第二载波或循环参考信号的相位，载波发生器310能够调整电路300的操作模式，如将在下面更详细地描述的。

第一比较器302的输出驱动电路300的第一驱动器级312，而第二比较器304的输出驱动电路300的第二驱动器级314。第一驱动器级312和第二驱动器级314的输出端连接到相应的第一节点324和第二节点332，其连接到负载316的相应的第一和第二端子，所述负载在图3b的示例性电路300中被示为扬声器(但其可以是另一个音频换能器，诸如头戴式耳机、耳机或耳塞式耳机，或某个其他换能器，例如触觉换能器，诸如线性谐振致动器或其他机械换能器)。因此，第一比较器用作第一驱动器控制电路，其被配置为接收第一载波cwa并部分地基于所述第一载波cwa来控制第一驱动器级312的切换。类似地，第二比较器304用作第二驱动器控制电路，其被配置为接收第二载波cwb并部分地基于所述第二载波cwb来控制第二驱动器级314的切换。

第一驱动器级312可以包括串联连接在电路300的正电源轨+vdd和负电源轨–vdd之间的第一和第二开关装置诸如晶体管。第一开关装置318的栅极端子连接到第一比较器302的输出端，而第二开关装置320的栅极端子连接到反相器322的输出端，所述反相器的输入端连接到第一比较器302的输出端。第一输出部分312的输出由节点324提供，所述节点将第一开关装置318的端子连接到第二开关装置320的端子。例如，第一开关装置318可以是具有连接到正电源轨+vdd的漏极端子的n沟道mosfet(nmos)。第二开关装置320可以是n沟道mosfet(nmos)，其具有连接到第一开关装置318的源极端子的漏极端子和连接到负电源轨-vdd的源极端子。在这种情况下，第一输出部分312的输出由将第一开关装置318的源极端子连接到第二开关装置320的漏极端子的节点324提供。

第二驱动器级314与第一驱动器级312类似，并且包括串联连接在电路300的正电源轨+vdd和负电源轨–vdd之间的第三开关装置326和第四开关装置328诸如晶体管。第三开关装置326的栅极端子连接到第二比较器304的输出端，而第四开关装置328的栅极端子连接到反相器330的输出端，所述反相器的输入端连接到第二比较器304的输出端。第二输出部分314的输出由将第三开关装置326的端子连接到第四开关装置328的端子的节点332提供。例如，第三开关装置326可以是具有连接到正电源轨+vdd的漏极端子的nmos晶体管。第四开关装置328可以是nmos晶体管，其具有连接到第三开关装置326的源极端子的漏极端子和连接到负电源轨-vdd的源极端子。在这种情况下，第二输出部分314的输出由将第三开关装置326的漏极端子连接到第四开关装置328的源极端子的节点332提供。

应当理解，可以在第一驱动器级312和第二驱动器级314中等同地采用提供等效功能的开关装置的替代布置。例如，所有四个开关装置318、320、326、328可以是p沟道mosfet(pmos)。总体效果将仅仅是使节点320和332上输出信号的极性反相，从而使负载上的差分电压反相。

替代地，第二开关装置320和第四开关装置328可以是n沟道mosfet(nmos)，而第一开关装置318和第三开关装置326可以是p沟道mosfet(pmos)，以提供包括互补的n和p沟道开关装置的cmos输出级。在后一种情况下，可以省略反相器322、330。

还应当理解，mos开关装置318、320、326和328可能不直接从比较器输出来驱动。输出装置318、320、326和328可能必须往返负载316运载相对较高的驱动电流，因此可能需要大于诸如在比较器中发现的一般小信号mos电路。因此，可以有一个或多个中间预驱动器电路级。这还可以包括用于限制输出电压压摆率或详细切换转变的重叠或欠重叠的装置。中间预驱动器电路还可以包括用于避免持续时间小于某个最小值(例如切换周期的大约1％左右)的脉冲的装置。然而，开关装置实质上仍由相应的开关控制电路(例如图3b的比较器302、304)控制。

尽管图3b的示例性电路实现方式300示出了串联连接的第一开关装置318和第二开关装置320以及串联连接的第三开关装置326和第四开关装置328被连接在正电源轨和负电源轨之间，应当理解，一般来说可以使用正和负电源轨的任何合适的布置。例如，正电源轨可以处于正电压，而负电源轨可以接地或可以是与正电源轨大小相同或不同的负电压。

在电路300的操作中，第一比较器302接收差分输入信号对的第一输入信号sinp并将其与第一载波cwa进行比较以产生用于驱动第一输出部分312的输出信号。第二比较器304接收差分输入信号对的第二输入信号sinn并将其与第二载波cwb进行比较以产生用于驱动第二输出部分314的输出信号。由第一和第二输出部分312、314输出的信号作为差分输出信号出现在负载316上。

因此，当第一比较器302的输出为高时，第一开关装置318处于接通状态，且第二开关装置320处于关断状态(由于反相器322的反相作用)。因此，在正电源轨+vdd和节点324之间存在低阻抗电流路径，并且在节点324处的电压基本上等于+vdd。

当第一比较器302的输出为低时，第一开关装置318处于关断状态，且第二开关装置320处于接通状态(再次由于反相器322的反相作用)。因此，在负电源轨-vdd和节点324之间存在低阻抗电流路径，并且在节点324处的电压基本上等于-vdd。

当第二比较器304的输出为高时，第三开关装置326处于接通状态，且第四开关装置328处于关断状态(由于反相器330的反相作用)。因此，在正电源轨+vdd和节点332之间存在低阻抗电流路径，并且在节点332处的电压基本上等于+vdd。

当第二比较器304的输出为低时，第三开关装置326处于关断状态，且第四开关装置328处于接通状态(再次由于反相器330的反相作用)。因此，在负电源轨-vdd和节点332之间存在低阻抗电流路径，并且在节点332处的电压基本上等于-vdd。

在ad类操作模式下，在负载上产生双电平差分输出信号，其值在+2vdd和-2vdd之间摆动。这通过反相接通和关断第一开关装置318和第三开关装置326来实现。因此，当第一开关装置318处于接通状态时，第三开关装置326处于关断状态，且反之亦然。

在第一开关装置318处于接通状态并且第三开关装置326处于关断状态的情况下，在节点324处产生基本上等于+vdd的电压，并且在节点332处产生基本上等于-vdd的电压。因此，等于+vdd-(-vdd)＝+2vdd的差分输出电压呈现在负载316上，并且电流从左到右流过负载316。当第一开关装置318被关断并且第三开关装置326被接通时，在节点324处产生基本上等于-vdd的电压，并且在节点332处产生基本上等于+vdd的电压。因此，等于-vdd-vdd＝-2vdd的差分输出电压呈现在负载316上，并且电流从右到左流过负载316。

因此，对于ad类操作，第二比较器304的输出与第一比较器302的输出反相，以确保第一开关装置318和第三开关装置326以正确的顺序接通和关断。下面详细描述可以实现该情况的方式。

在bd类操作模式下，在负载316上产生三电平差分输出信号，其幅度可以是+2vdd、–2vdd或0v。这通过选择性地接通和关断第一开关装置318和第三开关装置326来实现，使得在某些时间，第一开关装置318和第三开关装置326可以都处于导通状态或都处于断开状态，并且在其他时间，第一开关装置318和第三开关装置326中的一者处于导通状态，而第三开关装置326和第一开关装置318中的另一者处于断开状态。

如上所述，当第一开关装置318接通且第二开关装置326关断时，在负载316上产生+2vdd的差分输出电压。当第一开关装置318关断且第二开关装置326接通时，在负载316上产生-2vdd的差分输出电压。

如果在第三开关装置326处于导通状态的同时第一开关装置318处于导通状态，则由于正电源轨+vdd和节点324之间的连接，因此在节点324处产生+vdd的电压。同时，由于正电源轨+vdd和节点332之间的连接，因此在节点332处产生+vdd的电压。因此，当第一开关装置318和第三开关装置328都被接通时，在负载316上呈现(+vdd)-(+vdd)＝0伏的差分电压。

类似地，如果在接通第四开关装置328的同时接通第二开关装置320，则由于负电源轨-vdd和节点322之间的连接，在节点324处产生-vdd的电压。同时，由于负电源轨-vdd和节点332之间的连接，因此在节点332处产生-vdd的电压。因此，当第二开关装置320和第四开关装置328都被接通时，在负载316上呈现(-vdd)-(-vdd)＝0伏的差分电压。

因此，通过配置电路300使得第一开关装置318和第三开关装置326以及第二开关装置322和第四开关装置330的不同组合被同时接通，可以产生如上所述的三个不同的差分输出电压+2vdd、–2vdd或0v中的一者并施加到负载316。

电路300可以被布置为通过调整第一载波cwa(其输入到第一比较器302的反相输入端)和第二载波cwb(其输入到第二比较器304的反相输入端)之间的相位差来以ad类模式或bd类模式操作。

如果在第一载波cwa和第二载波cwb之间不存在相位差，则电路300以bd类模式操作，如上所述的三个差分输出电压中的任一者可以由于第一比较器302和第二比较器304的输出而在负载316上产生。

另一方面，如果相对于第一载波cwa将180度的相移施加到第二载波cwb，或者等效地，如果使第二载波相对于第一载波反相，则第一比较器302和第二比较器304的输出将总是彼此反相，并且不能在负载316上产生0伏的差分输出电压。因此，电路300以ad类模式操作。

在一些实施方案中，为了避免必须产生反相输入信号sinn，可以将相同的输入信号连接到两个比较器的输入端。为了补偿其信号输入的非反相，第二比较器输入的极性将被颠倒，使得信号输入将被施加到比较器304的反相输入端，并且第二载波被施加到非反相输入端。在该示例情况下，当没有将相移施加到第二载波cwb时，电路300以ad类模式操作，而施加到第二载波cwb的相移致使电路300以bd类模式操作。

为了允许电路300在ad类操作和bd类操作之间转变，载波发生器310被配置为可控制的，从而响应于接收到的模式控制信号mc而相对于另一载波信号使一个载波信号反相或赋予其相移。图3c示出了载波发生器310的各种可能的实现方式。

在图3c中用310a表示的一个方法中，载波发生器310包括反相级356和多路复用器358，并在第一载波发生器输出端352处提供第一载波cwa，并且在第二载波发生器输出端354处提供第二载波cwb。反相级356的输入端连接到载波发生器310a的输入端，以接收源载波cw，并且反相级356的输出端连接到多路复用器358的第一输入端。多路复用器358的第二输入端直接连接到载波发生器310a的输入端，以接收源载波cw。因此，多路复用器的第一输入端接收源载波cw的反相版本cwb，而第二输入端接收源载波cw的非反相版本cwa。多路复用器358的输出端连接到载波发生器310a的第二输出端354，以提供所述第二载波cwb。当需要电路300以ad类模式操作时(如例如通过上面参考图2描述的那种信号监测器210所确定)，载波发生器310接收对应的模式控制信号mc，所述模式控制信号控制多路复用器358以将多路复用器358的输出端连接到多路复用器的第一输入端，使得载波发生器310a输出源载波cw的反相版本cwb作为第二载波cwb。同时，第一载波发生器输出端352(可能经由某一非反相缓冲)连接到载波发生器输入端，所述载波发生器输入端接收源载波cw输入，并且因此提供源载波的非反相版本作为第一载波cwa。因此，在该模式下，载波发生器310a提供第二载波作为第一载波的反相版本。将理解，以这种方式提供反相版本相当于在两个载波cwa和cwb之间建立180度的相移，或者提供等于源载波cw的循环周期的一半的时间延迟。

当需要电路300以bd类模式操作时，载波发生器310a可操作以将多路复用器358的输出端连接到多路复用器358的第二输入端，使得载波发生器310a输出源载波的非反相版本作为第二载波输出，即相当于提供第一载波的非反相版本，即在两个载波输出之间建立零度相位差或零时间延迟。

在一些实施方案中，源载波cw的反相和非反相版本可能已经在产生源载波的上游电路内产生，因此这些非反相和反相源载波信号可以经由相应的载波发生器输入端直接耦合到多路复用器358的相应输入端。

在图3c中用310b表示的替代方法中，载波发生器310在第一载波发生器输出端352处提供第一载波cwa，并且在第二载波输出端354处提供第二载波cwb。载波发生器310b包括可变相移元件360。可变相移元件360的输入端连接到载波发生器310b的输入端，以接收源载波cw，并且可变相移元件360的输出端连接到载波发生器310b的第二输出端354。当需要电路300以ad类模式操作时(如例如通过上面参考图2描述的那种信号监测器210所确定)，载波发生器310接收对应的模式控制信号mc，所述模式控制信号控制可变相移元件360，使得其向源载波输入信号施加180度的相移，并且因此载波发生器310b输出源载波cw的该相移版本作为第二载波cwb。同时，第一载波发生器输出端352(可能经由某一非反相缓冲)连接到载波发生器输入端，所述载波发生器输入端接收源载波cw输入，并且因此提供源载波的没有任何相移的非反相版本作为第一载波cwa。因此，在该模式下，载波发生器310b提供相对于第一载波具有180度的相移的第二载波。将理解，以这种方式在两个载波之间提供180度的相移相当于提供两个载波的相互反相的版本，或者提供等于源载波的循环周期的一半的时间延迟。相比之下，当需要电路300以bd类模式操作时，可变相移元件360不向第一载波施加任何相移，因此第二载波相对于第一载波具有零度的相移，即在两个载波输出之间有零时间延迟。

在一些变型中，将可变相位延迟施加到两个路径可能是方便的，例如，在提供第一载波的路径中可控地施加90度相位超前，并且在提供第一载波的路径中可控地施加90度相位滞后以在两个路径之间提供等效的180度的相移。因此，载波发生器310b可以包括另一可变相移元件362，其耦合在载波发生器310b的输入端和载波发生器310b的第一输出端352之间，并且可操作以向源载波施加可变相位延迟，所述可变相位延迟与由可变相移元件根据接收到的模式控制信号mc施加的相位延迟互补，以在载波发生器310b输出的第一和第二载波之间实现180度的相对相位延迟。

可变相移元件可以包括用于向信号施加相位延迟或时间延迟的已知模拟技术，例如，延迟线或全通滤波器电路，当需要零相位延迟时可以将其旁通。此外，在驱动器控制电路340的一些实施方案中(例如，如下面参考图6所讨论的)，载波可以作为数字信号被提供给驱动器控制电路，所述数字信号可以是简单的两电平信号，在这种情况下可以采用数字延迟线。

在到目前为止所讨论的实施方案中，模式控制信号mc可以是两电平信号，并且放大器300可以被配置为仅以ad类或bd类模式操作。在一些实施方案中，可变相位元件360可以由载波发生器310b控制以将不同的相移赋予第一载波，以例如根据输入信号的性质(诸如其信号电平)“调谐”电路300的操作模式以调整差分输出信号中的0伏输出状态的每个实例的持续时间(在ad类模式下标称为零)。

在这样的实施方案中，信号监测器可以提供多电平模式控制信号mc，例如，所述多电平模式控制信号与将输入信号电平的多电平指示与多个阈值进行比较相关联，所述多个阈值与范围从ad类到bd类的多个不同模式相关联或对应，即以一种或多种中间“adbd”模式操作。

在一些实施方案中，即使在仅将信号的指示与单个阈值比较以使得模式控制信号在全ad到全bd之间为二进制时，操作模式也可以随时间推移而斜升。例如，为了从ad类操作模式或中间“adbd”操作模式转变到bd类操作模式，载波发生器310可以在预定时间段内将第一和第二载波之间的相移从非零值(诸如180度)调整到零。类似地，为了从bd类模式转变到ad类模式或中间“adbd”模式，载波发生器可以在预定时间段内将第一和第二载波之间的相移从零调整到非零值(诸如针对全ad类模式为180度)。在一些实施方案中，操作范围可以被限制为从ad类到bd类的整个范围的仅子集。因此，更一般地，为了将d类放大器的操作模式从一种模式改变为另一种模式，载波发生器可以在预定时间段内将第一和第二载波之间的相移从第一值调整到第二值，其中第一值或第二值之一可以是零或都不是零并且其中第一值或第二值之一可以是180度或都不是180度。

在一些实施方案中，可以通过基本上连续地扫描由载波发生器引入的相位延迟，在信号幅度在信号幅度的至少第一范围之上的情况下以基本上连续的方式改变开关频率。

在图3c中用310c表示的载波发生器的另一示例中，载波发生器310再次在第一载波发生器输出端352处提供第一载波cwa，并且在第二载波输出端354处提供第二载波cwb。载波发生器310c包括延迟线，所述延迟线包括多个延迟元件370、372和374。载波发生器310c从还用作第一延迟元件370的输入端的节点提供第一载波。载波发生器310c从多路复用器376的输出端提供第二载波，所述多路复用器在模式控制信号mc的控制下选择多个延迟元件370、372或374中的所选择的一者的输入或输出。因此，取决于是否需要ad类、bd类或某种中间操作模式，在模式控制信号mc的控制下，第二载波输出cwb可以经受可控数量的延迟增量。在一些变型中，源载波可以直接施加到第一延迟元件370的输入端，并且通过设计控制每个元件引入的延迟。然而，在所示的示例中，延迟元件包括锁相环的一部分，所述锁相环包括环路控制电路378，所述环路控制电路本身可以包括相位检波器和环路滤波器或类似物，并经由相应的控制端口输出调整每个元件的延迟的控制信号vc。在操作中，该控制信号调整延迟线的总延迟，直到延迟线的输出与源信号同相锁定为止，因此提供为1/n源载波周期的每元件延迟。延迟元件可以是数字门，例如具有控制电源轨或反向偏压的vc的cmos反相器，或者可以是例如使用电压控制的跨导或电容的电压控制的模拟延迟级。延迟线和多路复用器可以被认为是可变相位元件。

在图3c中用310d表示的载波发生器的另一示例中，载波发生器310再次在第一载波发生器输出端352处提供第一载波cwa，并且在第二载波输出端354处提供第二载波cwb。在该示例中，载波不接收明确的源载波，而是基于接收到的数字时钟信号clk提供载波输出。该时钟用于为计数器380提供计时，计数器380的输出与一组阈值或比较级别n1、n2、n3、n4进行比较，这些阈值或比较级别可以一起被视为模式控制信号mc或可以基于接收到的模式控制信号mc的不同格式用例如查找表生成。

在操作中，计数器的输出将随着计数器计数的时钟信号的脉冲数量增加而斜升，从而超过阈值n1、n2、n3、n4。数字比较器382检测何时越过每个阈值，并递送相应的脉冲以设置或复位随后的触发器384a或384b。因此，触发器输出信号da和db被控制为在由n1、n2、n3、n4等定义的时间从低到高或从高到低切换。在二进制数字电平足够用于驱动器控制电路的操作的情况下，这些输出da和db可以分别直接用作第一载波cwa和第二载波cwb。如果例如需要三角波，则数字信号可以控制斜坡发生器386a和386b以提供三角波。如果需要模拟输出，则斜坡发生器可以包括数模转换器。可以使用模拟斜坡信号和模拟输入比较器替换计数器和数字比较器来实现类似的模拟变体。

在替代实施方案中，可以通过采用数字状态机代替数字比较器382和触发器384a或384b来获得类似的操作。数字状态机具有输入端，所述输入端耦合到计数器的输出端，并且第一和第二输出端分别耦合到载波发生器310d的第一载波输出端352和第二载波输出端354，并且在使用中可操作以当计数器的输出越过每个阈值时，在阈值n1-n4定义的时间将其输出从低状态切换到高状态，或从高状态切换到低状态。

在图3b的示例性电路300中，第一和第二载波被输入到第一比较器302和第二比较器304的反相输入端(适当地将相移施加到第二载波)以及在第一比较器302和第二比较器304的反相输入端接收到的差分输入信号对的第一和第二信号，以便产生控制信号以控制电路300的第一输出部分312和第二输出部分314。本领域技术人员将认识到，比较器302、304的替代布置可以等同地用于实现相同的效果。例如，比较器302、304的连接的极性可以颠倒，使得可以将第一和第二载波(在适当的情况下具有相移)输入到第一比较器302和第二比较器304的非反相输入端，其中差分输入信号对的第一和第二信号被输入到比较器302、304的反相输入端。除非nmos开关3018、320、326、330也被pmos开关代替，否则除了差分输出的极性颠倒之外，操作将与关于图3b所述的操作类似。

图4a-图4c示出了一系列波形，这些波形示出图3b的电路实现方式的操作。

图4a示出了相对于施加到第一比较器302的第一载波不施加相移到施加到图3b的电路的第二比较器304的第二载波的效果。

图4a的最上面的波形402示出了差分输入信号对的第一输入信号402a，其被输入到第一比较器302的非反相输入端，以及三角波载波402b，其被输入到图3b的电路300中的第一比较器302的反相输入端。从顶部起的第二波形404示出了在第一输出部分312的节点324处的合成电压。在该实施方案中，正电源轨为1v并且负电源轨为0v，因此该波形在1v和0v之间切换。

从顶部起的第三波形406示出了差分输入信号对的第二输入信号406a，其被输入到第二比较器304的非反相输入端，以及三角波载波406b，其被输入到第二比较器304的反相输入端。应当注意，在该波形中，三角波载波与最上面的波形的三角波载波相同，即，输入到第二比较器304的三角波载波没有相对于输入到第一比较器302的三角波载波进行相移。从顶部起的第四波形408示出了在第二输出部分314的节点332处的合成电压。

图4a中的底部波形410示出了负载316上的差分输出。可以看出，差分输出具有三个电平(+1v、-1v、0v)。因此，当相对于输入到第一比较器302的三角波载波没有相移施加到输入到第二比较器304的三角波载波时，电路300以bd类模式操作。

图4b示出了对输入到图3b的电路的第二比较器304的载波施加180度的相移的效果。这相当于使施加到第一比较器302的载波反相并向第二比较器304施加载波的反相版本。

图4b的最上面的波形412示出了差分输入信号对的第一输入信号412a，其被输入到第一比较器302的非反相输入端，以及三角波载波412b，其被输入到图3b的电路300中的第一比较器302的反相输入端。从顶部起的第二波形414示出了在第一输出部分312的节点324处的合成电压。

从顶部起的第三波形416示出了差分输入信号对的第二输入信号416a，其被输入到第二比较器304的非反相输入端，以及三角波载波416b，其被输入到第二比较器304的反相输入端。应当注意，在该波形中，三角波载波是最上面的波形的三角波载波的反相，即，输入到第二比较器304的三角波载波相对于输入到第一比较器302的三角波载波相移了180度。从顶部起的第四波形418示出了在第二输出部分314的节点332处的合成电压。

图4b中的底部波形420示出了负载316上的差分输出。可以看出，差分输出具有仅两个电平(+1v、-1v)。因此，当相对于输入到第一比较器302的三角波载波将180度的相移施加到输入到第二比较器304的三角波载波时(相当于使载波信号反相)，电路300以ad类模式操作。

图4c示出了对输入到图3b的电路的第二比较器304的载波信号施加90度的相移的效果。

图4c的最上面的波形422示出了差分输入信号对的第一输入信号422a，其被输入到第一比较器302的非反相输入端，以及三角波载波422b，其被输入到图3b的电路300中的第一比较器302的反相输入端。从顶部起的第二波形424示出了在第一输出部分312的节点324处的合成电压。

从顶部起的第三波形426示出了差分输入信号对的第二输入信号426a，其被输入到第二比较器302的非反相输入端，以及三角波载波426b，其被输入到第二比较器304的反相输入端。应当注意，在该波形中，三角波载波相对于输入到第一比较器302的三角波载波相移了90度。从顶部起的第四波形428示出了在第二输出部分314的节点332处的合成电压。

图4c中的底部波形430示出了负载316上的差分输出。可以看出，差分输出具有三个电平(+1v、-1v、0)。因此，当相对于输入到第一比较器302的三角波载波将90度的相移施加到输入到第二比较器304的三角波载波时，电路300以bd类模式操作。但是，图4c的底部波形430与图4a的底部波形410的比较示出了在图4c中输出波形中的0v状态实例少于图4a中的情况，并且处于+1v和-1v状态的输出脉冲的持续时间一般长于图4a的波形中的处于+1v和-1v状态的输出脉冲的持续时间。这证明了改变施加到被输入到第二比较器304的第二载波的相移可以如何用于调谐电路300的操作模式以适应输入信号的不同特性。例如，图4c中施加的相移可能适合在输入信号电平大部分时间中大但具有较低信号电平时段时使用。此外，图4c中施加的相移可能适用于允许将d类放大器设计为以一种或多种模式操作，以在例如线性度和emi之间递送期望的权衡，使得例如可以在指定线性度约束下具有最佳可能的emi性能的情况下获得该线性度，或反之亦然。

应当注意，对于接近零的信号，对于bd类操作，差分输出主要为零，即，两个驱动器级彼此同相操作。对于ad类操作，差分输出在+1v和-1vd之间交替，即两个驱动器级彼此反相操作。对于在极端之间的中间的中间操作模式，两个驱动器级可以在一半时间内同相操作，并且在另一半时间内反相操作。同相与反相操作的时间百分比可以用来衡量给定模式距ad类或bd类的距离。(如果信号监测器210正在控制模式，通常在许多实现方式中，恒定或较长持续时间的零输入信号将导致bd类操作，然而模式控制可以基于信号包络，因此峰值到峰值的幅度高的信号可能在某些时间区域具有接近零的信号，从而允许对当前模式距ad类或bd类的距离的某种测量。)

图3b的电路说明了本发明，并且可以为某些应用提供充分的性能，例如驱动触觉或其他机械换能器。然而，高性能d类放大器通常结合来自输出的一些反馈，而不是开环操作。

图5是可以如何在d类放大器的半电路的比较器和驱动器部分周围施加反馈的示意表示。在图5中一般示出为500的半电路包括类似于图3b的比较器302的比较器502，其反相输入端(-)连接到类似于图3b的载波发生器308的载波发生器508的输出端，所述载波发生器508在该示例中被配置为产生三角波载波。比较器502的输出驱动驱动器级512，类似于图3b的驱动器级312。驱动器级512的输出端可以被连接以驱动负载(未示出)的一个端子，但是也被连接以经由反馈电阻器552提供输出电压的反馈vfbp。

电阻器552的另一端子连接到放大器550的反相输入端子，所述放大器用于在该反相输入端子处建立虚接地端。虚接地端还经由输入电阻554接收输入模拟信号sinp。通过输入电阻器554和反馈电阻器552的所得信号电流分别与输入信号sinp和反馈的输出信号vfbp成比例，由相应的电阻器值缩放。净信号电流在反馈电容器556上积分，以提供表示输入信号sinp与反馈的输出信号vfbp之间的误差的积分的信号。指示由第一驱动器级输出的信号和源自输入信号的第一信号之间的差的该积分误差信号被输入到比较器502的另一个非反相(+)输入端。

因此，建立负反馈环路，其包括运算放大器550和电容器556结合电阻器552和554一起用作环路滤波器。环路滤波器输出端连接到比较器502的输入端，比较器随后控制输出驱动器级512以完成环路。环路滤波器在低频时提供高环路增益，但在较高频时提供低增益，以避免环路振荡或其他不稳定性。

为了提供完整的d类放大器，类似的半电路被提供来驱动负载的另一端子，并且可以接收反相的输入信号，以替换图3b的比较器304和驱动器级314。第二半电路可以从类似于图3b的载波发生器310的载波发生器接收载波，而不是从载波发生器508接收相同的载波，并且因此整个电路可以受控以在ad类模式或bd类模式下操作，如一般关于图3b所述。

如本领域技术人员将认识到的，由于负反馈，因此包括图5的半电路的放大器可以例如就图3b的开环电路300上的输出信号失真而言提供改善的性能。

图6是用于在图3b的电路300中使用的半电路的替代实现方式的示意表示，其中将方波注入积分器以间接提供三角波载波，而不是产生对于一些应用而言可能难以提供足够线性度的三角波。

一般以600示出的该替代半电路包括运算放大器650、比较器602、输出驱动器级612、反馈电阻器652、输入电阻器654和积分器反馈电容器656，其类似于图5的各自类似编号的元件502、512、550、552、554、556。

然而，运算放大器650的输出不直接驱动比较器。相反，其输出端经由另一环路滤波器级耦合到比较器，所述环路滤波器级包括第二级输入电阻器664、第二运算放大器660和第二积分电容器666。还可以存在电容器668，其与电阻器664并联连接，以允许出于稳定性原因定制环路滤波器响应。

此外，在该示例中，没有接收到载波并将其单独施加到比较器输入端。相反，将方波输入电流波形注入到第二运算放大器660的反相输入端处的虚接地电流求和节点中。该电流可以由连接到该虚接地节点的一个或多个有源电流源提供，或者如图所示，可以通过向连接到虚接地节点的电阻器662施加方波电压来提供。

注入虚接地节点的方波电流信号由电容器666积分，以在运算放大器660的输出端处提供电压的三角波分量：该信号分量与源自运算放大器650的输出的经由电阻器664(和电容器668)且由电容器666积分的环路滤波器信号分量组合在一起，并且净信号被施加到比较器602的输入端，所述比较器的另一个输入端是信号接地端。因此，将表示由驱动器级输出的信号和源自输入信号的信号之间的差的环路滤波器信号分量与三角波载波分量进行有效比较。

为了提供完整的d类放大器，类似的半电路被提供来驱动负载的另一端子并且接收反相的输入信号，以替换图3b的比较器304和驱动器级314。第二半电路可以从类似于图3b的载波发生器310的载波发生器接收方波，而不是接收与第一半电路相同的方波，并且根据在两个半电路中使用的方波之间的延迟，整个电路可以受控以在ad类模式或bd类模式或中间“adbd类”模式中的两个或更多个下操作，如一般关于图3b所述。

因此，图6的半电路600消除了对用于提供具有必要线性度的三角波载波的复杂电路的需要。此外，将方波延迟例如较高速时钟的若干循环可以很容易地仅仅以数字方式执行。此外，环路滤波器是二阶的，从而允许在低频时具有较高的环路增益，并在设计环路响应时具有灵活性。

如本领域技术人员将理解的，本文描述的系统提供了一种用于在d类放大器中在两个或更多个ad类或bd类或adbd类操作模式之间动态切换的机构。这允许根据输入信号的性质或特性选择最适当的操作模式，因此使每个操作模式的优点都可以在单个放大器中实现。

实施方案可以在一系列应用中实现，并且特别适用于音频应用。例如，上述的d类放大器电路可以用于驱动音频换能器，诸如扬声器、头戴式耳机、耳机或耳塞式耳机。然而，应当理解，上述d类放大器电路可以等同地用于除音频之外的应用中，例如，作为触觉输出驱动器以驱动诸如线性谐振致动器之类的触觉换能器，或更一般地作为机械换能器驱动器来驱动机械换能器。

实施方案可以被实现为集成电路，其在一些示例中可以是编解码器或音频dsp或类似物。实施方案可以被结合在电子装置中，其可以例如是便携式装置、和/或可用电池电力操作的装置。该装置可以是通信装置，诸如移动电话或智能电话或类似装置。该装置可以是诸如笔记本、膝上型计算装置或平板计算装置之类的计算装置。该装置可以是可穿戴装置，诸如智能手表。该装置可以是具有语音控制或激活功能的装置。在一些情况下，该装置可以是要与某个其他产品一起使用的附件装置，诸如耳机等。

技术人员将认识到，上述设备和方法的某些方面例如发现和配置方法可以体现为处理器控制代码，其例如在诸如磁盘、cd-或dvd-rom、经编程的存储器(诸如只读存储器(固件))之类的非易失性载体介质上，或在诸如光或电信号载体之类的数据载体上。对于许多应用，实施方案将在dsp(数字信号处理器)、asic(专用集成电路)或fpga(现场可编程门阵列)上实现。因此，该代码可以包括常规程序代码或微代码，或者例如用于设置或控制asic或fpga的代码。该代码还可以包括用于动态配置诸如可再编程逻辑门阵列之类的可再配置设备的代码。类似地，该代码可以包括用于诸如verilog^tm或vhdl(超高速集成电路硬件描述语言)之类的硬件描述语言的代码。如技术人员将理解的，代码可以分布在彼此通信的多个耦合部件之间。在适当的情况下，还可以使用在现场可(再)编程模拟阵列或类似装置上运行的代码以便配置模拟硬件来实现实施方案。

应当注意，上述实施方案说明而不是限制本发明，并且本领域技术人员将能够设计许多替代实施方案而不会脱离所附权利要求的范围。单词“包括”不排除权利要求中列出的元件或步骤之外的元件或步骤的存在，“一(a)”或“一(an)”不排除多个，并且单个特征或其他单元可以实现权利要求中所列举的若干单元的功能。权利要求中的任何附图标记或标签均不应被解释为限制其范围。