一种基于超紧凑型输出网络的宽带F类功率放大器及设计方法与流程

本发明涉及射频通讯技术领域，尤其涉及一种基于超紧凑型输出网络的宽带f类功率放大器及设计方法。

背景技术：

随着科学技术的不断发展，无限通信起着越来越重要的作用，而射频功率放大器作为通信系统中的关键元件，其性能对于整个无限通信系统起着至关重要的作用。随着5g通信的到来，对通信系统提出了更高的传输速率、更大的数据传输量以及更好的线性度等要求，以及对功率放大器的体积大小也有了一定的要求，随着通信频率的频段越来越高，功率放大器的体积也应减小。目前，针对宽带f类功率放大器已经有了诸多报道。2019年，高凯仑，叶焱，谢晋等人通过对晶体管寄生效应和高次谐波的研究发现其对功放的效率有较大的影响，通过在输出电路中加入寄生补偿电路以减小晶体管的寄生效应对功放性能的影响，设计了一款5g低频段的高效率e-1/f类射频功率放大器。实测结果表明，该功放在3.3～3.6ghz的300mhz内有效工作带宽内的功率附加效率为59.1％～71.4％，输出功率大于10w，漏极效率超过75.6％的有益效果，增益平坦度小于1db，但是，上述方法输出匹配结构复杂，难以实现，体积较大，成本较高。

故，针对存在的上述缺陷，实有必要进行研究，以提供一种方案，解决现有技术中存在的缺陷。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种基于超紧凑型输出网络的宽带f类功率放大器及其设计方法，针对传统宽带f类功率放大器，提出利用单节微带线实现输出匹配电路，在保持同样的宽带和高效率的前提下，缩小了输出匹配电路的体积，使得输出匹配电路结构简单，易于实现，降低了生产成本，为了进一步缩小电路体积，输入匹配电路也采用同样的设计方式。

为了克服现有技术的缺陷，本发明采用以下技术方案：

一种基于超紧凑型输出网络的宽带f类功率放大器，其特征在于，包括输入匹配网络，栅极偏置电路，晶体管，输出匹配网络，漏极偏置电路，输出匹配网络，其中，

所述输入匹配网络的输入端作为功率输入端，其输出端接所述晶体管栅极，所述栅极偏置电路与晶体管栅极并联；

所述晶体管漏极与漏极偏置电路并联，晶体管漏极与输出匹配网络的输入端相连接，输出匹配网络的输出端作为功率输出端；

所述输入匹配网络包括微带线tl1，微带线tl1一端与晶体管栅极连接，另一端连接功率输入端；

所述栅极偏置电路包括一段λ/4的微带线tl2。微带线tl2一端与晶体管并联连接，另一端与栅极电源连接；

所述输出匹配网络包括微带线tl3，微带线tl3一端与晶体管漏极连接，另一端连接功率输出端；

所述漏极偏置电路包括一段λ/4的微带线tl4。微带线tl4一端与晶体管并联连接，另一端与漏极电源连接。

优选地，所述功率放大器采用晶体管实现。

优选地，所述的输入匹配电路与晶体管之间设有栅极偏置电路，其偏置电压为-2.8v。

优选地，所述的晶体管漏极处设有偏置电路，其偏置电压为28v。

本发明还公开了一种基于超紧凑型输出网络的宽带f类功率放大器的设计方法，包括以下步骤：

步骤s1：设计一个标准的f类功率放大器；

步骤s2：设计单节微带线作为匹配电路满足f类漏极电压与电流波形，具体包括以下步骤：

根据f类功率放大器电压电流公式计算出最佳基波阻抗：

其中vdc直流电压，imax漏极电流最大值；

同时根据单节微带线的电压和电流公式得到单节微带线的阻抗表达式为：

其中z0表示特征阻抗，zl表示负载阻抗，β表示相位常数,l表示电长度；

然后令单节微带线阻抗zin＝zf,

即

通过求解方程得到单节微带线作为匹配电路满足f类漏极电压与电流波形的值；

步骤s3：设计出输出匹配电路，包括以下步骤：

通过三频点的设计方法得到最佳基波阻抗值，首先以0.5-2ghz的中心频点1.25ghz进行负载牵引，得到中心频点1.25ghz的最佳基波阻抗，然后通过0.5-1.25ghz的中心频点0.875ghz进行负载牵引，得到0.875ghz的最佳基波阻抗，同样，通过负载牵引得到1.25ghz-2ghz的中心频点1.625ghz的最佳基波阻抗，然后连接三个最佳基波阻抗点，选取该中心点作为最佳基波阻抗值；

然后利用单节微带线进行匹配电路的设计，最后通过优化调谐在smith圆图上得到整个频段的最佳基波阻抗轨迹，设计出输出匹配电路；

步骤s4：设计偏置电路；

步骤s5：设计输入匹配电路；

步骤s6:搭建整体电路，并对整体电路进行优化。

作为进一步的改进方案，步骤s5中，输入匹配电路采用与输出匹配电路同样的设计方法。

作为进一步的改进方案，输入匹配网络的输入端作为功率输入端，其输出端接晶体管栅极，栅极偏置电路与晶体管栅极并联；

晶体管漏极与漏极偏置电路并联，晶体管漏极与输出匹配网络的输入端相连接，输出匹配网络的输出端作为功率输出端；

输入匹配网络包括微带线tl1，微带线tl1一端与晶体管栅极连接，另一端连接功率输入端；

栅极偏置电路包括一段λ/4的微带线tl2；微带线tl2一端与晶体管并联连接，另一端与栅极电源连接；

输出匹配网络包括微带线tl3，微带线tl3一端与晶体管漏极连接，另一端连接功率输出端；

漏极偏置电路包括一段λ/4的微带线tl4；微带线tl4一端与晶体管并联连接，另一端与漏极电源连接。

作为进一步的改进方案，放大器采用晶体管实现。

作为进一步的改进方案，输入匹配电路与晶体管之间设有栅极偏置电路，其偏置电压为-2.8v。

作为进一步的改进方案，晶体管漏极处设有偏置电路，其偏置电压为28v。

相对于现有技术，本发明针对传统的宽带f类功率放大器，提出了一种基于超紧凑型输出网络的宽带f类功率放大器，通过理论上分析f类功率放大器的电压与电流表达式，以及单节微带线电压与电流表达式，得到f类功率放大器的输出阻抗表达式与单节微带线的输出阻抗表达式，令它们的阻抗值相等，然后求解出单节微带线作为匹配电路满足f类功率放大器电压与电流波形的值，实现了同样的宽带和高效率，实现了紧凑型输出网络，为了进一步缩小体积，输入匹配电路也采用同样的设计方法，最终实现了超紧凑型宽带f类功率放大器，该电路结构简单，易于实现，降低了成本，具有很好的应用前景。

附图说明

图1是本发明中传统f类功率放大器结构示意图；

图2是本发明基于超紧凑型输出网络的宽带f类功率放大器结构框图；

图3是本发明输出电路结构的示意图；

图4是本发明最佳基波阻抗轨迹的示意图；

图5是本发明的基于超紧凑型输出网络的宽带f类功率放大器输出功率和漏极效率仿真结果图。

具体实施方式

以下是本发明的具体实施例并结合附图，对本发明的技术方案作进一步的描述，但本发明并不限于这些实施例。

针对现有技术存在的缺陷，申请人对现有技术中传统宽带f类功率放大器的结构进行了深入的研究，申请人发现现有技术中传统的宽带f类功率放大器结构复杂，难以实现，整体体积较大，成本较高。

为了克服现有技术的缺陷，本申请提供的一种基于超紧凑型输出网络的宽带f类功率放大器，通过理论上分析f类功率放大器的电压与电流表达式，以及单节微带线电压与电流表达式，得到f类功率放大器的输出阻抗表达式与单节微带线的输出阻抗表达式，令它们的阻抗值相等，然后求解出单节微带线作为匹配电路满足f类功率放大器电压与电流波形的值，实现了同样的宽带和高效率，实现了紧凑型输出网络，为了进一步缩小体积，输入匹配电路也采用同样的设计方法，最终实现了超紧凑型宽带f类功率放大器，该电路结构简单，易于实现，降低了成本，具有很好的应用前景。

参见图1，所示为传统f类功率放大器结构示意图；

参见图2，所示为本发明其特征在于基于超紧凑型输出网络的宽带f类功率放大器，包括输入匹配网络，栅极偏置电路，晶体管，输出匹配网络，漏极偏置电路，其中，输入匹配网络的输入端作为功率输入端，其输出端接所述晶体管栅极，栅极偏置电路与晶体管栅极并联，用于提供栅极所需电压，晶体管漏极与漏极偏置电路并联，用于提供漏极所需电压，晶体管漏极与输出匹配网络的输入端相连接，输出匹配网络的输出端作为功率输出端，匹配到所需要的最终阻抗值；

参见图3，所示为本发明中基于超紧凑型输出网络的宽带f类功率放大器的输出匹配结构，输出匹配电路只包含一节微带线tl3。

f类射频功率放大器的漏极输出电压与电流表达式分别为：

其中vi表示是电压直流分量，vm表示输出电压幅值，ω0表示角频率。

其中ii表示电流直流分量，im表示输出电流幅值，ω0表示角频率。

通过式(1)(2)可以得到基波阻抗表达式为：

其中vdc直流电压，imax漏极电流最大值。

其中使偶次谐波阻抗为0，奇次谐波阻抗无穷大。

已知单节微带线的电压和电流表达式分别为：

其中表示z＝0处的电压，z0表示特征阻抗，β表示相位常数，γ表示反射系数,z表示波传播方向。

通过(4)(5)可以得到单节微带线的阻抗表达式为：

其中z0表示特征阻抗，zl表示负载阻抗，β表示相位常数,l表示电长度。

然后令单节微带线阻抗zin＝zf,

即

这样就可以通过解方程求解出单节微带线作为匹配电路满足f类漏极电压与电流波形的值。

上述技术方案中，通过理论上分析f类功率放大器的电压与电流表达式，以及单节微带线电压与电流表达式，得到f类功率放大器的输出阻抗表达式与单节微带线的输出阻抗表达式，令它们的阻抗值相等，然后求解出单节微带线作为匹配电路满足f类功率放大器电压与电流波形的值。

然后将相应的单节微带线放入匹配电路的进行设计，通过三频点技术设计。首先以0.5-2ghz的中心频点1.25ghz进行负载牵引，得到中心频点1.25ghz的最佳基波阻抗，然后通过0.5-1.25ghz的中心频点0.875ghz进行负载牵引，得到0.875ghz的最佳基波阻抗，同样，通过负载牵引得到1.25ghz-2ghz的中心频点1.625ghz的最佳基波阻抗，然后连接三个最佳基波阻抗点，选取该中心点作为最佳基波阻抗值，然后进行优化调谐，在smith圆图上得到最佳基波阻抗范围。

参见图4，所示为输出匹配电路最佳基波阻抗轨迹，该轨迹表明了所设计的f类功率放大器基波阻抗，即基波条件下的单节微带线的阻抗，验证了满足式(7)；

参见图5，所示为本发明基于超紧凑型输出网络的宽带f类功率放大器输出功率、增益与效率的仿真结果图，所设计的功率放大器在0.5-2ghz的频段内，输出功率为40.1-41.4dbm，增益为10.1db-11.4db,且漏极效率在61.2％-72％,展示出了良好的性能指标。

在一种优选实施方式中，功率放大器采用cree公司的ganhemtcgh40010f晶体管实现；

在一种优选实施方式中，输入匹配电路与晶体管之间设有栅极偏置电路，其偏置电压为-2.8v；

在一种优选实施方式中，晶体管漏极处设有偏置电路，其偏置电压为28v。

本发明基于超紧凑型输出网络的宽带f类功率放大器，通过如下步骤实现：

步骤s1：通过负载牵引等技术设计一个标准的f类功率放大器；

步骤s2：首先使用f类功率放大器电压电流公式(1)、(2)计算出最佳基波阻抗(3)，计算出最佳基波阻抗，然后令(3)＝(6),即通过解方程求解出单节微带线作为匹配电路满足f类漏极电压电流波形的值；

步骤s3：设计出输出匹配电路，包括以下步骤：

通过三频点的设计方法得到最佳基波阻抗值，首先以0.5-2ghz的中心频点1.25ghz进行负载牵引，得到中心频点1.25ghz的最佳基波阻抗，然后通过0.5-1.25ghz的中心频点0.875ghz进行负载牵引，得到0.875ghz的最佳基波阻抗，同样，通过负载牵引得到1.25ghz-2ghz的中心频点1.625ghz的最佳基波阻抗，然后连接三个最佳基波阻抗点，选取该中心点作为最佳基波阻抗值；

然后利用单节微带线进行匹配电路的设计，最后通过优化调谐在smith圆图上得到整个频段的最佳基波阻抗轨迹，设计出输出匹配电路；

步骤s4：设计偏置电路，对于偏置电路，都采用λ/4波长线设计，栅极电压设置为-2.8v，漏极偏置电压设置为28v；

步骤s5：设计输入匹配电路，采用与输出匹配电路同样的设计方法，从而能够进一步缩小体积，最终实现了超紧凑型宽带f类功率放大器；

步骤s6:设计搭建整体电路，对整体电路进行仿真调试，根据仿真结果对整体电路进行优化，进一步拓展带宽和改善效率。

以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说是显而易见的，本申请中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本申请所示的这些实施例，而是要符合与本申请所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。