高PF低THD的LED驱动开关电源电路的制作方法

本发明涉及一种led驱动开关电源技术领域，尤其是指一种高pf低thd的led驱动开关电源电路。

背景技术：

目前，在照明灯具行业，led灯具获得消费者的一致好评。led灯具用于贸易、办公、商务等场合，其亮度高、光线平均，美观，节能环保。led灯具在广受称赞的同时，其重要构成部件—驱动电源也不断为人所注重。现有的led驱动开关电源电路普遍存在低pf值、高thd和结构复杂等问题，导致电路设计成本较高。还有，现有的led驱动开关电源电路的pf值。

因此，本发明专利申请中，申请人精心研究了一种高pf低thd的led驱动开关电源电路来解决上述问题。

技术实现要素：

本发明针对上述现有技术所存在不足，主要目的在于提供一种高pf低thd的led驱动开关电源电路，整体电路结构设计巧妙合理，能够满足高pf低thd的谐波要求，相比传统技术中的led驱动开关电源电路而言，其电路结构更加简化，节省电路设计成本，而且，薄膜电容能够降低整流后峰值电流的同时耐高温和高压，进一步提高pf和降低thd。

为实现上述之目的，本发明采取如下技术方案：

一种高pf低thd的led驱动开关电源电路，包括有电磁干扰滤波电路、输入整流滤波电路、功率转换电路、输出整流滤波电路、直流输出电路、电压采样反馈电路、pwm控制电路以及用于连接交流市电的交流输入保护电路；

所述交流输入保护电路连接电磁干扰滤波电路，所述输入整流滤波电路包括整流桥bd1以及π型滤波电路，所述电磁干扰滤波电路连接整流桥bd1的输入端；

所述π型滤波电路连接包括有极性电容c1、极性电容c2和电感l3，所述极性电容c1和极性电容c2均为薄膜电容，整流桥bd1的第一输出端连接极性电容c1的正极，整流桥bd1的第二输出端连接极性电容c1的负极，电感l3的两端分别连接极性电容c1的正极和极性电容c2的正极，极性电容c2的负极连接极性电容c1的负极且接地，所述极性电容c2的正极分别连接功率转换电路、电压采样反馈电路和pwm控制电路；

所述功率转换电路连接输出整流滤波电路，所述输出整流滤波电路连接直流输出电路，所述直流输出电路和电压采样反馈电路分别连接pwm控制电路，所述pwm控制电路通过开关mos控制电路连接功率转换电路。

作为一种优选方案，所述交流输入保护电路包括有火线输入端l、零线输入端n、压敏电阻rv1、保险丝f1、泄放电阻rx1、泄放电阻rx2、泄放电阻rx3以及泄放电阻rx4；

所述火线输入端l连接保险丝f1的一端，保险丝f1的另一端连接电磁干扰滤波电路，所述压敏电阻rv1的两端分别连接保险丝f1的另一端和零线输入端n，所述泄放电阻rx1和泄放电阻rx2串联后分别并联于压敏电阻rv1的两端，所述泄放电阻rx3和泄放电阻rx4串联后分别并联于压敏电阻rv1的两端，所述泄放电阻rx1和泄放电阻rx2的串联节点连接泄放电阻rx3和泄放电阻rx4的串联节点。

作为一种优选方案，所述电磁干扰滤波电路包括有安规电容cx1和共模电感lf1，所述安规电容cx1并联于压敏电阻rv1的两端，共模电感lf1之第一绕线组的两端分别连接保险丝f1的另一端和零线输入端n，所述整流桥bd1的输入端包括第一整流输入端和第二整流输入端，共模电感lf1之第二绕线组的两端分别连接第一整流输入端和第二整流输入端。

作为一种优选方案，所述功率转换电路包括有变压器t1，所述变压器t1包括有初级主线圈、初级副线圈和次级输出线圈；

初级主线圈的引脚5连接所述极性电容c2的正极，初级主线圈的引脚3通过开关mos控制电路连接pwm控制电路，次级输出线圈的引脚10和引脚8均连接输出整流滤波电路，次级输出线圈的引脚8为等电位端。

作为一种优选方案，所述输出整流滤波电路包括有极性电容c10、极性电容c11、电阻r24、电阻r25以及整流二极管单元，所述电阻r24与电阻r25并联后与极性电容c10并联，所述极性电容c11与极性电容c10并联且所述极性电容c11的正极连接极性电容c10的正极，所述极性电容c10的正负极分别连接直流输出电路；

所述整流二极管单元包括有二极管d5，所述二极管d5的负极连接极性电容c10的正极，所述二极管d5的正极连接次级输出线圈的引脚10；

或者，所述整流二极管单元包括有两个并联的二极管，其分别为二极管d41和二极管d42，所述二极管d41和二极管d42两者的方向一致，所述二极管d41的负极连接极性电容c10的正极，所述二极管d41的正极连接次级输出线圈的引脚10。

作为一种优选方案，所述直流输出电路包括有正极输出端、负极输出端以及共模电感lf2，共模电感lf2之第二绕线组的两端分别连接正极输出端和负极输出端，共模电感lf2之第一绕线组的两端分别连接极性电容c10的正负极。

作为一种优选方案，所述pwm控制电路包括有pwm控制芯片u1、二极管d17、电阻r11、电阻r12、电阻r26、电阻r13、电阻r14、电阻r15、电阻r16、电阻r6、二极管d14、电阻r10、电容c21、电容c4、极性电容c24、电阻r3和电阻r4；

所述pwm控制芯片u1具有控制引脚1至控制引脚6，控制引脚1通过电阻r26连接开关mos控制电路，

所述电阻r26的一端连接控制引脚1，所述电阻r26的另一端连接开关mos控制电路，所述电阻r26的另一端还通过电阻r13连接电阻r12的一端和开关mos控制电路，所述电阻r14、电阻r15和电阻r16三者并联后两端分别接地和连接电阻r26的另一端，电阻r12的另一端连接二极管d14的正极，二极管d14的负极连接控制引脚6，控制引脚6通过电阻r11连接电阻r12的一端，控制引脚2接地，控制引脚3通过电容c3接地，控制引脚3还串联电阻r10和电容c21后接地，控制引脚4连接电压采样反馈电路，所述电阻r4的一端连接输入整流滤波电路，所述电阻r4的另一端串联电阻r3后连接控制引脚5，控制引脚5连接极性电容c24的正极，极性电容c24的负极接地，电容c4并联于极性电容c24的正负极，控制引脚5还连接二极管d14的负极，二极管的正极d14通过电阻r6连接电压采样反馈电路。

作为一种优选方案，所述开关mos控制电路包括有mos管q1、电容c6和rcd吸收电路，所述mos管q1的漏极通过rcd吸收电路连接功率转换电路，mos管q1的栅极连接电阻r12的一端，mos管q1的源极连接电阻r26的另一端，所述电容c6并联于mos管q1的漏极和源极。

作为一种优选方案，所述rcd吸收电路包括有电阻r18、电阻r19、电阻r20、电阻r21、电阻r22、电阻r23、电容c8、电容c13以及二极管d13；

所述电阻r18与电阻r21串联后连接二极管d13的负极，二极管d13的正极连接功率转换电路，二极管d13的正极还连接mos管q1的漏极，所述电阻r18、电容c13和电阻r19三者并联，所述电阻r20与电阻r21并联，所述电阻r18的一端连接功率转换电路，所述电阻r18的另一端为电阻r18与电阻r21的串联节点，所述电阻r22和电阻r23并联后通过电容c8连接输出整流滤波电路。

作为一种优选方案，所述整流桥bd1的第一输出端通过压敏电阻rv2连接整流桥bd1的第二输出端。

本发明与现有技术相比具有明显的优点和有益效果，具体而言：其主要是整体电路结构设计巧妙合理，能够满足高pf低thd的谐波要求，相比传统技术中的led驱动开关电源电路而言，其电路结构更加简化，节省电路设计成本，尤其是，将极性电容c1和极性电容c2均为薄膜电容，薄膜电容能够降低整流后峰值电流的同时耐高温和高压，能够进一步提高pf和降低thd；

其次是，通过交流保护电路，能够对整体电路起到保护作用，延长其使用寿命，尤其是，通过压敏电阻rv1设置在交流市电和电磁干扰滤波电路之间，能够减轻因雷击对电磁干扰滤波电路中电子元件的损伤，而且，通过多个泄放电阻的配合，当交流市电被切断后，安规电容cx1上储存的电在泄放电阻上进行放电并于3秒内放至人体所能承受的安全电压范围内；

以及，通过pwm控制芯片u1采用6个引脚的芯片，其控制引脚3通过电阻r10与电容c21形成的rc滤波以及电容c3滤波，即根据电源输出电压的波动来改变占空比的原理，补偿峰值电流的方式来达到接近正弦波，进一步改善thd。

为更清楚地阐述本发明的结构特征和功效，下面结合附图与具体实施例来对其进行详细说明。

附图说明

图1是本发明之实施例的大致控制结构框图；

图2是本发明之实施例的局部原理图；

图3是本发明之另一实施例的局部原理图。

附图标号说明：

10、电磁干扰滤波电路20、输入整流滤波电路

21、π型滤波电路30、功率转换电路

40、输出整流滤波电路50、直流输出电路

60、电压采样反馈电路70、pwm控制电路

80、交流输入保护电路90、开关mos控制电路。

具体实施方式

下面结合附图与具体实施方式对本发明作进一步描述。

如图1至图3所示，一种高pf低thd的led驱动开关电源电路，其特征在于：包括有电磁干扰滤波电路10、输入整流滤波电路20、功率转换电路30、输出整流滤波电路40、直流输出电路50、电压采样反馈电路60、pwm控制电路70以及用于连接交流市电的交流输入保护电路80；

所述交流输入保护电路80连接电磁干扰滤波电路10，在本实施例中，所述交流输入保护电路80包括有火线输入端l、零线输入端n、压敏电阻rv1、保险丝f1、泄放电阻rx1、泄放电阻rx2、泄放电阻rx3以及泄放电阻rx4；

所述火线输入端l连接保险丝f1的一端，保险丝f1的另一端连接电磁干扰滤波电路10，在本实施例中，当单主线路中出现短路后造成输入电流过大时，超过保险丝f1的额定电流，则保险丝f1会快速熔断，从而达到电源保护作用。

所述压敏电阻rv1的两端分别连接保险丝f1的另一端和零线输入端n，所述泄放电阻rx1和泄放电阻rx2串联后分别并联于压敏电阻rv1的两端，所述泄放电阻rx3和泄放电阻rx4串联后分别并联于压敏电阻rv1的两端，所述泄放电阻rx1和泄放电阻rx2的串联节点连接泄放电阻rx3和泄放电阻rx4的串联节点。

优选地，所述电磁干扰滤波电路10包括有安规电容cx1和共模电感lf1，所述安规电容cx1并联于压敏电阻rv1的两端，共模电感lf1之第一绕线组的两端分别连接保险丝f1的另一端和零线输入端n，所述整流桥bd1的输入端包括第一整流输入端和第二整流输入端，共模电感lf1之第二绕线组的两端分别连接第一整流输入端和第二整流输入端。通过电磁干扰滤波电路10，能够针对输入电源的电磁噪声及杂波进行抑制，防止对本实施例的干扰，同时也防止本实施例产生的高频杂波信号对电网的干扰，造成用户的其他电器产品的正常使用和损害。

所述输入整流滤波电路20包括整流桥bd1以及π型滤波电路21，所述电磁干扰滤波电路10连接整流桥bd1的输入端；所述π型滤波电路21连接包括有极性电容c1、极性电容c2和电感l3，优选地，所述极性电容c1和极性电容c2均为薄膜电容，能够提升功率因素pf，从而达到满足谐波的要求，也减少电源对电网的污染，同时配合下述pwm控制芯片u1的comp补偿，根据电源输出电压的波动来改变占空比，补偿峰值电流的方式来达到接近正弦波，从而更好地改善thd。

整流桥bd1的第一输出端连接极性电容c1的正极，整流桥bd1的第二输出端连接极性电容c1的负极，优选地，所述整流桥bd1的第一输出端通过压敏电阻rv2连接整流桥bd1的第二输出端。通过压敏电阻rv1和压敏电阻rv2的配合，其作用是模拟现实生活中雷雨天气下，当有雷击产生的高压经电网导入输入电源时，经过压敏电阻的吸收，使得高压的能量消耗在压敏电阻上，达到减轻因雷击造成电路中其他关键器件的损伤。

电感l3的两端分别连接极性电容c1的正极和极性电容c2的正极，极性电容c2的负极连接极性电容c1的负极且接地，所述极性电容c2的正极分别连接功率转换电路30、电压采样反馈电路60和pwm控制电路70；

所述功率转换电路30连接输出整流滤波电路40，在本实施例中，所述功率转换电路30包括有变压器t1，所述变压器t1包括有初级主线圈、初级副线圈和次级输出线圈；

初级主线圈的引脚5连接所述极性电容c2的正极，初级主线圈的引脚3通过开关mos控制电路90连接pwm控制电路70，次级输出线圈的引脚10和引脚8均连接输出整流滤波电路40，次级输出线圈的引脚8为等电位端。

在本实施例中，所述输出整流滤波电路40包括有极性电容c10、极性电容c11、电阻r24、电阻r25以及整流二极管单元，所述电阻r24与电阻r25并联后与极性电容c10并联，所述极性电容c11与极性电容c10并联且所述极性电容c11的正极连接极性电容c10的正极，所述极性电容c10的正负极分别连接直流输出电路50；

如图3所示，在另一实施例中，所述整流二极管单元包括有二极管d5，所述二极管d5的负极连接极性电容c10的正极，所述二极管d5的正极连接次级输出线圈的引脚10；

或者，如图2所示，在本实施例中，所述整流二极管单元包括有两个并联的二极管，其分别为二极管d41和二极管d42，所述二极管d41和二极管d42两者的方向一致，所述二极管d41的负极连接极性电容c10的正极，所述二极管d41的正极连接次级输出线圈的引脚10。

所述输出整流滤波电路40连接直流输出电路50，所述直流输出电路50和电压采样反馈电路60分别连接pwm控制电路70。在本实施例中，所述直流输出电路50包括有正极输出端、负极输出端以及共模电感lf2，共模电感lf2之第二绕线组的两端分别连接正极输出端和负极输出端，共模电感lf2之第一绕线组的两端分别连接极性电容c10的正负极。

所述pwm控制电路70通过开关mos控制电路90连接功率转换电路30。在本实施例中，所述pwm控制电路70包括有pwm控制芯片u1、二极管d17、电阻r11、电阻r12、电阻r26、电阻r13、电阻r14、电阻r15、电阻r16、电阻r6、二极管d14、电阻r10、电容c21、电容c4、极性电容c24、电阻r3和电阻r4；

所述pwm控制芯片u1具有控制引脚1至控制引脚6，控制引脚1通过电阻r26连接开关mos控制电路90；所述电阻r26的一端连接控制引脚1，所述电阻r26的另一端连接开关mos控制电路90，所述电阻r26的另一端还通过电阻r13连接电阻r12的一端和开关mos控制电路90，所述电阻r14、电阻r15和电阻r16三者并联后两端分别接地和连接电阻r26的另一端，电阻r12的另一端连接二极管d14的正极，二极管d14的负极连接控制引脚6，控制引脚6通过电阻r11连接电阻r12的一端，控制引脚2接地，在本实施例中，控制引脚3为comp补偿，控制引脚3通过电容c3接地，控制引脚3还串联电阻r10和电容c21后接地，控制引脚4连接电压采样反馈电路60，所述电阻r4的一端连接输入整流滤波电路20，所述电阻r4的另一端串联电阻r3后连接控制引脚5。在本实施例中，所述电阻r3和电阻r4串联形成启动电路，经输入整流滤波电路20整流滤波后所输出的一直流电压可经启动电路分压后，提供给pwm控制芯片u1一个开启电压，然后经过电阻r6、二极管d14、电容c4和极性电容c24所形成的辅助整流滤波单元后持续提供直流电压给pwm控制芯片u1，pwm控制芯片u1开始持续工作。

所述电阻r26、电阻r14、电阻r15以及电阻r16形成电流保护电路，当输出负载电流过大时，变压器t1的次级线圈反馈到初级主线圈，mos管q1检测到的电压超过pwm控制芯片u1限流检测脚的最大电压时，pwm控制芯片u1进行关闭动作，由于此时pwm控制芯片u1的过流保护功能为恢复式，因此，当输出过载电流解除时，pwm控制芯片u1重新开窍，输出恢复正常。

控制引脚5连接极性电容c24的正极，极性电容c24的负极接地，电容c4并联于极性电容c24的正负极，控制引脚5还连接二极管d14的负极，二极管d14的正极通过电阻r6连接电压采样反馈电路60。

在本实施例中，所述电压采样反馈电路60包括有采样电阻r7、采样电阻r8和采样电阻r27，初级副线圈的引脚2接地，初级副线圈的引脚1通过采样电阻r7连接控制引脚4，初级副线圈的引脚1还通过电阻r6连接二极管d14的正极，控制引脚4通过电阻r8接地，控制引脚4还通过电阻r27接地，

所述pwm控制芯片u1通过控制引脚4的基准电压和相应采样电阻的比值参数决定输出电压。输出电压的稳定调控，通过输出电压浮动反馈给pwm控制芯片u1，pwm控制芯片u1内部经过调整脉宽大小，从而达到稳定电源输出的电压维持在正常要求范围内。

在本实施例中，所述开关mos控制电路90包括有mos管q1、电容c6和rcd吸收电路，所述mos管q1的漏极通过rcd吸收电路连接功率转换电路30，mos管q1的栅极连接电阻r12的一端，mos管q1的源极连接电阻r26的另一端，所述电容c6并联于mos管q1的漏极和源极。所述mos管q1在本实施例中，起到开关的作用，所述pwm控制芯片u1需要开启的信号时，所述mos管q1导通，此时，变压器t1的初级主线圈储存能量，整流二极管单元截止，输出电压靠极性电容c10和极性电容c11维持。

所述pwm控制芯片u1需要关闭的信号时，所述mos管q1截止，此时，变压器t1的初级主线圈释放能量，整流二极管单元导通，极性电容c10和极性电容c11充电，同时维持输出正常电压。

优选地，所述rcd吸收电路包括有电阻r18、电阻r19、电阻r20、电阻r21、电阻r22、电阻r23、电容c8、电容c13以及二极管d13；

所述电阻r18与电阻r21串联后连接二极管d13的负极，二极管d13的正极连接功率转换电路30，二极管d13的正极还连接mos管q1的漏极，所述电阻r18、电容c13和电阻r19三者并联，所述电阻r20与电阻r21并联，所述电阻r18的一端连接功率转换电路30，所述电阻r18的另一端为电阻r18与电阻r21的串联节点，所述电阻r22和电阻r23并联后通过电容c8连接输出整流滤波电路40。通过rcd吸收电路，能够吸收mos管q1在关断时，变压器t1的初级主线圈漏感所产生的尖峰电压以及次级线圈反射电压的叠加。

本发明设计要点在于，其主要是整体电路结构设计巧妙合理，能够满足高pf低thd的谐波要求，相比传统技术中的led驱动开关电源电路而言，其电路结构更加简化，节省电路设计成本，尤其是，将极性电容c1和极性电容c2均为薄膜电容，薄膜电容能够降低整流后峰值电流的同时耐高温和高压，能够进一步提高pf和降低thd；

其次是，通过交流保护电路，能够对整体电路起到保护作用，延长其使用寿命，尤其是，通过压敏电阻rv1设置在交流市电和电磁干扰滤波电路之间，能够减轻因雷击对电磁干扰滤波电路中电子元件的损伤，而且，通过多个泄放电阻的配合，当交流市电被切断后，安规电容cx1上储存的电在泄放电阻上进行放电并于3秒内放至人体所能承受的安全电压范围内；

以及，通过pwm控制芯片u1采用6个引脚的芯片，其控制引脚3通过电阻r10与电容c21形成的rc滤波以及电容c3滤波，即根据电源输出电压的波动来改变占空比的原理，补偿峰值电流的方式来达到接近正弦波，进一步改善thd。

以上所述，仅是本发明较佳实施例而已，并非对本发明的技术范围作任何限制，故凡是依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何细微修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。