专利名称：正交调幅电视信号的载波恢复处理器的制作方法
技术领域：
本发明涉及处理正交调幅(QAM)电视信号的装置。
在此处公开的这种符号为QAM的传输系统中，同相位“I”信号分量和正交相位“Q”信号分量调制各自的余弦载波和正弦载波。被传输的数据符号用I和Q分量表示。每个符号可以表示几个比特，而比特/符号数目则确定QAM系统的类型，即，16QAM，32QAM等等。利用一个查阅表将每个符号变换成在一个四象限中的栅格状构象中规定的位置，该变换用规定数量的符号占据每个象限中的指定区域。因此，在一个32QAM系统中，构象的每个象限包含相对于同相位和正交相位I和Q轴的规定位置上的8个符号。可以利用一种不同的编码形式，从而一定的位表示符号所处的构象象限，而一定的位表示在分配给该符号的象限中的特定的点。所述的这种QAM系统是公知的。
在接收机，该QAM调制载频可能相对于接收机本机产生的一个载波基准信号产生偏移。这个载频偏移一般地由在接收机中恢复的QAM构象的动态旋转(量)表示，而且可以借助于一个锁相环网络(PLL)大大地减少或消除。该PLL产生一个频率/相位校正信号，用于将QAM构象动态地恢复(反转)到一个具有在所期望位置上的符号的正确方位。一个第二极PLL经常被优选用于校正所述的载波偏移，这是因为第二级PLL呈现出一个用于校正一个宽频偏的宽跟踪范围，例如高至60KHz偏差，而且一般能够完全校正这样的偏差。
PLL的稳定性是由在一个数字锁相环(DPLL)中的时钟周期数目确定的环路延迟(量)及环路增益二者的一个函数。高环路增益总是期望的，但经常降低环路的稳定性。另外，对于一个给定的增益，环路的稳定性则随着时钟周期(延迟量)的增加而降低。根据本发明的装置提出在一个载波恢复系统中包含环路延迟和环路增益的这个折衷方案。
按照本发明原理的一个载波恢复系统采用一个时间多路复用的多操作模式处理器，用于补偿载频偏移。在一个说明性的优选实施例中，该处理器包括一个在第二级锁相环中的信号乘法器，而且呈现一个符号周期(一个符号时钟周期)的最小环路延迟。对在一个系统中的载频偏移提供补偿，用以处理在一个频谱中具有高优选信息的载波QAM调制，也包括一个具有较低(标准的)优选信息的第二载波调制。
图1是根据本发明原理的一个电视信号接收机中的载波恢复装置的方框图;
图2是一个图1所示装置的多路复用乘法器部件工作状态的表示;
图3说明与图1和图2装置的操作有关的信号。
图4是包括图1装置的一个高清晰度电视接收机中一部分的方框图。
图5描绘了由图4的系统接收的一个多QAM高清晰度电视信号的视频信号频谱。
图6表示图4系统的一个输入信号处理器的详图。
在图1中，一个自适应均衡器120的一部分包括具有一个与乘法器10相联的QAM构象反转器部分，该部分在一个如将结合图4进行讨论的高清晰度电视接收机中。乘法器10接收来自QAM自适应均衡器滤波器(未示出)的正交调相信号分量I和Q。这些分量被表示为输入乘法器10的YI和YQ，乘法器10也接收来自PROM12输出的正弦和余弦正交调相输入基准信号。由输入信号YI和YQ确定的一个输入QAM构象动态地被转到一个正确位置，必要时，根据来自PROM12的输出基准信号，产生正确的输出QAM信号ZI和ZQ。在乘法器10的输出端产生一个QAM构象的正确方位所需要的旋转(反转)量是加到PROM12的地址输入端上的代表信号INDEX的动态变化相位误差的一个函数。该INDEX信号是由即将讨论的一个第二级DPLL得到的，而且其格式构成以便对应于正弦和余弦输出值相关的正弦/余弦查阅表地址，该正弦和余弦输出值是在正弦/余弦输出值被加到乘法器10时，将检测的相位误差减低到基本为0所需要的值。
PROM12和乘法器10包括一个第二级数字锁相环(DPLL)，用于消除通常位于载频上的一个被传输的QAM载波和一个本机产生的基准信号之间的动态变化频率及相位偏移。该偏移量由在载波恢复DPLL电路校正之前出现于乘法器10的输出端的QAM构象的动态旋转量表示的，DPLL电路包括一个限幅器16，乘法器20以及如将要进行讨论的与PROM12共同工作的有关电路部件。乘法器20可以是Plessy型PDSP16116A的复合乘法器，它方便地提供了必要的四输入乘法器功能。一个复合乘法器本身不是必需的。
载波恢复电路通过举例的方式进行了披露，在一个HDTV接收机的情况下，利用一个窄带信号处理器处理高优先级信息，一个宽带信号处理器处理较低优先级信息，例如标准优先级信息，正如在图4中更详细地表示的一样。在窄带信号处理器中的载波恢复网络利用一个以15.36MHz钟控的DPLL，该频率(15.36MHz)是窄带QAM信息通道的0.96MHz符号率的16倍。在宽带处理器中的载波恢复电路利用以宽带QAM信息通道的4倍符号率钟控的DPLL。
在窄带高优先级处理器中的DPLL有利地呈现出一个不超过一个符号周期即一个符号时钟周期的环路延迟。用于宽带低(标准)优先级处理器中的DPLL呈现出一个四符号周期(时钟周期)的环路延迟。乘法器20被钟控，从而以一个多路复用模式进行操作，以便阻止长环路延迟，这种长环路延迟可能要求衰减降低的环路增益以维持环路稳定性的性能。
多路复用乘法器网络在每个工作周期期间，在一个单个符号周期中，执行几种操作。它们包括(Ⅰ)计算一个动态变化相位误差，(Ⅱ)对等于相位误差与规定的增益因数K1和K2之积的一个值进行累加，(Ⅲ)将该累加值加到预先确定的积值K1X相位误差中，和(Ⅳ)一个最后的累加(积分)。增益因数K1被嵌入在多路复用的乘法器20之间的一个限幅器16的工作中。增益K2通过将被乘数取样比特移到较少的比特有效位的位置获得。利用较少有效位的1，2或3的位置移动取样比特对应于用一个分数，例如1/2，1/4，1/8……等进行相乘。
增益K1是一个考虑到诸如带宽，环路稳定性以及希望的噪声特性等情况，基于实验确定的一个恒定的增益因数。增益K2也是一个基于类似考虑的常数。增益K2与DPLL的第二级通路有关，并通过移位比特而不是通过一个更复杂的乘法器方法获得。增益K2通过将一个增益移位到比特流的右边产生，此处通过一个一比特移位实现用1/2相乘，一个二比特移位实现用1/4相乘，一个三比特移位实现用1/8相乘等等。
一个状态机(statemachine)24(基本是一个定时信号发生器)产生多个定时控制信号，用于启动或中止加到乘法器20的四个16比特输入端的数据，以便使乘法器20的多路复用操作成为可能。乘法器20包括两个输入对AB和CD和一个输出对X，Y。输入端A和C对应于“实”轴输入，输入端B，D对应于“虚”轴输入。输出X和Y分别对应于“实”和“虚”轴输出。因此乘法器20实现函数(A+jB)(C+jD)＝X+yY。状态机24基本是一个以15.36MHz进行钟控的高速序列发生器，(15.36MHz是0.96MHz符号时钟的16倍)，并产生用于增强噪声抗扰力的格雷编码的输出信号。从状态机24输出的多个定时控制信号加到以下各电路的各个定时控制输入端，即限幅器16(-1端和限幅端)、延迟单元18(输入端)、累加器2和锁存单元46(累加器2输入和捕获累加器2)、缓冲器44(相位加法器输入)，在单元37中的累加器1(累加器1输入，限幅器输入和捕获累加1)，缓冲器40((K1)(K2)误差输入)和锁存器36(捕获(K1)误差和(K1)误差输入)。
图3是一个用于图1所示的各种定时控制信号的时序图。在图1中的定时控制信号输入端上的一个小圆部件表示一个实际低，从而响应于一个低逻辑电平执行控制功能。在时序图中的“X”符号对表明数据在水平成对的X符号之间是有效的。加到状态机24的反转时钟(DEROTCLK)和用于系统的锁相环(PLLCLK)是类似的但相位互移，它们都是符号时钟的16倍。滤波输出(FILTOUT)代表图1中位于乘法器10之前的滤波器(未示出)的输出，用于提供信号YI和YQ。还示出了格雷码状态比特(GRAYCODESTATEBITS)。在图3中示出的其它项目对应于将在其后讨论所涉及的信号状态。
在图1中，限幅器16从来自乘法器10的16比特信号ZI和ZQ中的五个最有效比特(MSB)中选择或“限幅输出”5比特符号，并向与限幅器16相联的一个ROM提供限幅的符号。如果在检查象限和点定位器比特之后，发现一个符号从I，Q构象中期望的位置偏离了，则该符号将被放置按照由ROM中编程的所期望的构象符号位置表明的期望位置上。对于由所接收的位于一组I，Q正交轴上的信号ZI和ZQ表示的每个输入符号，ROM都在一个与输入符号位置最接近的编程位置上产生一个对应的输出符号。如果输入符号位于所期望的单元上，则不存在误差而且从限幅器ROM输出的符号将对应于在其单元上的输入符号。然而，如果输入符号不在期望的单元上，则由ROM产生的输出符号单元和输入符号(ZI，ZQ)的单元将相差一个误差因数。该误差因数，即一个相位误差由乘法器20响应于分别位于输入端A和B的ZQ，ZI输入符号数据进行检测，而由限幅器ROM得到的符号数据被加至乘法器输入端C和D。
增益因数K1由与限幅器16相连的一个查阅表提供。由一个流水线锁存器提供的延迟器18由来自状态机24的一个输入端信号启动。延迟器18对在限幅器16中引起的延迟进行补偿，以确保信号以适宜的同步到达乘法器20的输入端A，B，C和D。
限幅器16响应于来自状态机24的启动信号-1输入端和限幅器输入端。后一个控制信号启动限幅器16以处理来自乘法器10的信号。-1输入端信号强迫耦合到乘法器20的输入端C，D的限幅器输出行达到-1电平(以16比特2的补码形式)。因此，限幅器16向乘法器20的输入端C提供一个限幅的、并以增益因数K1相乘的负的ZQ信号，即一(K1)ZQSLICED。类似地，限幅器16向乘法器20的输入端D提供一个正的、用增益K1相乘的限幅的ZI信号，即+(k1)ZISLICED。
下面考虑图1和图2来描述DPLL操作。图2描绘出用于给定的多路复用周期的乘法器20的四个操作状态Ⅰ-Ⅳ，给定的多路复用周期是在可以从图3中看到的一个符号(时钟)周期内完成的。与图1和图2相同的部件用相同的标号表示。
参看图2，在初始状态Ⅰ确定一个相位误差，状态Ⅰ与格雷码状态0(图3)一起开始。乘法器20的输入端A和B分别接收符号分量ZQ和ZI。乘法器输入端C和D被启动以接收来自限幅器的已限幅并经转换的分量ZQ和ZI的变型，如所讨论的一样。在乘法器输出端Y出现的一个信号表示用于每个符号的相位误差，该误差由表示式(A)(D)+(B)(C)确定，其中A，B，C，D表示出现在乘法器20的类似标记的输入端上的信号。因此，在输出端Y上的信号就是K1[(ZQ)(ZISLICED)-(ZI)(ZQSLICED)]。其中括起来的分量表示相位误差，因此在输出端Y的信号可以缩写为(K1)ERROR。该误差信号由锁存器36捕获(存贮)，而且也通过把增益K2给与这个信号的一个网络40，产生误差信号(K1)(K2)ERROR。网络40还包括一个输出缓冲器。这就完成了多路复用周期的状态Ⅰ。
状态Ⅱ累加(K1)(K2)ERROR信号并与格雷码状态2同时开始。在状态Ⅱ开始时，来自单元40的误差信号(K1)(K2)ERROR耦合到乘法器20的输入端A，而存贮在累加器1(单元37的部件)中的值耦合到乘法器20的输入端B。一个启动+1信号(一个16比特码字)从限幅器16加到该乘法器二个输入端C和D。在乘法器20的输出端Y上出现的信号是乘法器20的输入端A和B上出现的信号之和(请回忆输出端Y提供一个等于(A)(D)+(B)(C)的信号，而对这个状态C和D二者都为“+1”)。在输出端Y的和信号由单元37的累加器1进行存贮。这就结束了状态Ⅱ。
在状态Ⅲ，它与格雷码状态5一起开始，累加器1的输出(信号)被加至误差信号(K1)ERROR。在累加器1(单元37的部件)中的新的叠加值加到乘法器20的输入端B，而在状态Ⅰ期间已在先捕获的信号(K1)ERROR则加到输入端A。使能+1信号从限幅器16加到乘法器输入端C和D。在乘法器20的输出端Y出现的信号等于在乘法器输入端A和B示现的信号之和。该输出信号通过缓冲器44输送。
最后的状态Ⅳ与格雷码状态D一起开始并进行最后的累加。缓冲器44把在前状态期间从乘法器20的输出端Y得到的信号输送到乘法器的输入端A，单元46的累加器2被使能以便其内容耦合到乘法器输入端B，乘法器输入端C和D由来自限幅器16的-1信号进行使能启动。乘法器20的输出端X由-A+B限定，其中A和B与相应的乘法器输入端A和B上出现的信号相关。这个输出信号由单元46的累加器2进行累加，并由单元46的锁存器捕获，这个输出信号通过缓冲器50加到PROM12(图1)的指引信号INDEX输入端，以产生一个正确的正弦/余弦相位，从而产生一个相位正确的(反转的)QAM构象。这就完成了乘法器20及有关的PLL部件的一个多路复用操作周期，这正如可从图3中看到的在一个符号时钟周期即在一个符号周期中所发生的情况。该累加值在每个多路复用周期结束时并不复位。当相位误差随时间缓慢变化时，该累加值也随时间缓慢地变化。当将Plessy型PDSP16116A乘法器用作乘法器20时，则该乘法器输入端和输出端由三个时钟边沿分开，如时序图中的数字1，2，3所指示的。
结合图1和图2所讨论的多模式多路复用操作执行包括相位检测和相位误差计算、环路滤波和基准信号产生的操作。在所公开的系统中，相位误差在状态Ⅰ期间被确定，而第二级环路滤波由与状态Ⅰ，Ⅱ和Ⅲ相关的操作执行。该第二级环路滤波器响应由表达式K1+K2(1-Z-1)给定，其中K1和K2是前边讨论过的增益因数，而Z-1表示一个时钟周期延迟。该环路滤波器响应基本是一个用于平滑反馈控制信号的低通响应。乘法器20在状态Ⅳ与PROM 12共同的操作产生相位控制基准信号，正如由一个在传统锁相环中的复杂的压控振荡器(VCO)所提供的。这种为了载波恢复目的的一种传统锁相环在Lee和Messerschmidt的“数字通信”(Kluwer Academic Press，Boston，MA，1988)的正文中进行了描述。
图1和图2的DPLL载波恢复装置如图4的HDTV接收机系统中的方框121所示。加到接收机的一个输入信号呈现一个如图5所示的频谱。具体讲，图5表示出一个与标准NTSC电视信号通道的6MHz带宽兼容的一个高清晰电视信号的视频频谱，而且它可用作一个同播信号。在图5的频率刻度内的频率(-1.25MHz至4.5MHz)，是以一个标准NTSC制中的RF图象载波的0.0MHz频率位置为基准的。
高清晰度电视信号是一个分为高优先级信息分量和低优先级(即标准优先级)信息分量的数据压缩信号。在本例中，打算的高可靠性进行接收的音频、同步和低频视频信息分量都被分配为一个高优先级。该同步信息，例如，可以具有包含一个单一特征标记或编码的一个后沿信号的性质以简化在接收机中的信号恢复，而且可以说明性地包括场频扫描信息(例如场启动标记)。其它的不太关键的分量，例如高频视频信息则被分配为一个较低的优先级。高优先级信息相对于低优先级信息呈现一个窄的带宽，而且窄带正交幅度调制(QAM)一个0.96MHz的载波。低优先级信息宽带正交幅度调制一个3.84MHz的载波。所得的复合信号是一个多QAM信号形式，即在该情况下是一个“孪生的”QAM信号。该复合孪生QAM信号借助于发射机中的适当的频率转换被转换成6MHz标准电视频带，产生如图5所示的频谱。
窄带QAM分量的幅度比宽带QAM分量的幅度显著地大，在本例中前者为后者的二倍。窄带QAM分量的-6db带宽是0.96MHz，而宽带QAM分量的-6db带宽是3.84MHz，即窄带QAM分量带宽的四倍。窄带和宽带QAM分量的非线性带边过渡区由具有升余弦特性的平方根的有限冲激响应(FIR)滤波器整形，以产生平滑的过渡区，该平滑的过渡区防止由锐过渡区产生的不希望的高频影响。窄带分量呈现一个有超过大约17%带宽的幅度-频率特性，即比由表示式 1/2 × 1/(T) 限定的理论上的最小带宽多17%，表示式中的T是用于主信号(subject signal)的符号周期。宽带分量在带边过渡区(未标刻度)的幅度-频率响应具有较陡窄带分量斜率的四分之一。
窄带和宽带QAM分量的每一个分量都包含有一个同相位分量“I”和一个正交相位分量“Q”。I相位分量调制一个压缩的余弦载波，而Q相位分量调制一个压缩的正弦载波。一个数据“符号”由I分量和Q分量二者表示。在32QAM信号情况下，每个I和Q分量呈现32个可能的幅度电平或值，用于窄带和宽带QAM信号的每一个，因此有“32”QAM。需要2比特来确定每个I和Q分量的电平。因而每个数据符号需要5比特来确定用于一个I，Q组合的32个电平。因此，3.84MHz(-6db)宽带QAM信号的比特率就是19.2Mbps(3.84MHz×5比特)，而0.96MHz(-6db)窄带QAM信号的比特率是4.8Mbps(0.96MHz×5比特)。所述的多(孪生)QAM信号呈现出消除与一个标准NTSC电视信号有关的干扰的有效的同通道抗扰力，即从相同的通道中的不同位置将一个NTSC信号发射为孪生的QAM信号。从孪生的QAM信号至NTSC信号的同频道干扰也大大地降低了。
宽带与窄带QAM信号的比特率分别为15.36Mbps和3.84Mbps，有利地表现出4∶1的整数关系。由于所得到的相同数据时钟可以容易地用于两个QAM分量的定时数据恢复操作，所以这个关系式简化了在接收机中对窄带和宽带QAM信息的恢复。用于接收机系统所需要的数据时钟率可以轻易地从容易地恢复的高幂次窄带QAM信号中获得。
在图4的接收机系统中，由天线110接收的一个广播孪生QAM信号加到包含RF和IF级的一个输入信号处理器112上。处理器112还接收对应于在发射机中的用于获得发射信号的基准信号频率的基准信号REF1和REF2。从处理器112输出的信号包括一个宽带QAM分量(WB)和一个窄带QAM分量(NB)，这两个分量经各自的模/数转换器117和116输送到一个高优先级处理器119和一个低优先级处理器150上。由处理器112处理过的信号呈现出图5所示的复合调制频谱。
基准信号REF1和REF2在接收机本机内产生，而且这些基准信号与发射机中产生的对应的载波信号不完全等同是可能发生的。因此来自单元112的宽带和窄带输出信号WB和NB可能出现载波偏移，该偏移由QAM构象的动态旋转(量)表明。该偏移由在前结合图1，2和3进行讨论的DPLL载波恢复网络121校正。与一个低优先级处理器150相关的类似DPLL载波恢复网络得到一个与宽带QAM构象类似的结果。
来自单元116的数字取样的二进制输出信号加到在窄带QAM高优先级信号处理器119中的一个解调器118上。窄带QAM解调器118包括一个输入滤波器，该滤波器具有基本与图5所示的已调窄带QAM分量的幅-频特性形状相同的幅-频响应特性。来自单元117的宽带输出信号加到一个宽带QAM低优先级信号处理网络150上，该网络150包括类似于在窄带QAM高优先级处理器中所含有的那些部件。宽带QAM低优先级处理器150包括具有输入滤波器的一个解调器，该滤波器具有基本与图5所示的已调宽带QAM分量的幅-频特性形状一致的响应。因此该接收机系统在与一个标准清晰度电视信号中的高能量信息相关的频率处呈现出信号衰减凹口。
传统设计的自适应均衡器120接收来自解调器118的已解调的成正交相位I和Q分量。均衡器120采用一个自适应数字FIR滤波器以对于由传输通道引起的诸如包括重影的幅度和相位的不规性进行补偿。在本例中自适应均衡器120是一个所谓的空间分隔均衡器(fractionallyspacedequalizer)，它能够在此所要求的最小间隔更小的间隔上进行取样，从而引入为产生用于输出I和Q分量所希望的幅度和相位特性所需的任何相移和幅度变化。均衡器120包括一个利用对均衡器120的I和Q输出分量所希望的相位和幅度值进行编程的ROM。输出的I和Q分量值分别与编程值进行比较，而且根据该比较结果将输入的I、Q值调整到近似于偏程的值。该调整是通过改变与均衡器120有关的滤波器的抽头加权(值)(tapweights)完成的。均衡器120能够在一个符号周期内进行副取样以产生出产生所希望的输出幅度和相位特性所需要的相位和幅度变化量。作为这个能力的结果，均衡器120的操作基本上对加到均衡器120上的一个时钟信号相位敏感，尽管优选的这种相位应该基本上是不变的。虽然一个空间分隔均衡器相对于一个所加的时钟信号呈现出较好的性能，均衡器120仍然可以是一个同步均衡器。空间分隔和同步自适应均衡器在Lee和Messerschmit的“数字通信”(KluwerAcademicPublishers，Boston，MA，USA，1988)的正文中进行了讨论。
均衡器120的输出加到一个DPLL载波恢复网络121，该网络121如结合图1和图2所讨论的情况进行操作，用以向均衡器120的基准输入端提供一个校正了相位的正弦和余弦输出信号。从自适应均衡器120输出的信号加到一个解码器122，该解码器122在发射机中基本呈现出由编码器执行的变换操作的逆操作。利用查阅表以将四象限信号构象“上变换”为以二进制数字形式的顺序符号程序段，该程序段在发射机中被编码之前就存在于发射机中。
低优先级宽带信号处理器150也包括一个结合图1-3所描述类型的一个DPLL载波恢复网络，除此之外，与高优先级窄带处理器中的DPLL相比较，只是采用了不同的K1和K2的值。而且，由于该宽带信息的较宽的四倍带宽和四倍的较快处理过程。每个多路复用周期拥有四个符号时钟周期。
信号处理器140将来自解码器122的已解调高优先级的数据信号与来自处理器150的已解调的低优先级的数据信号进行组合。处理器140可以包括诸如霍夫曼(Huffman)解码器的数据去压缩网络和反向量化器(inversequantizer)、误差校正网络以及多路组合和信号组合网络，用以提供分离的音频和视频电视信号分量。音频分量在被加到一个伴音再生装置146之前由音频信号处理器142进行处理。视频分量由单元144进行处理以产生一个加到图象显示装置148的图象表示信号。
一个直接数字频率合成器129响应于来自系统时钟发生器130的一个主时钟信号产生一个15.36MHz时钟信号CLK，系统时钟发生器130也向用于获得基准信号REF1和REF2的频率合成器135提供该主时钟信号。来自发生器130的主时钟信号用于同步合成器129和135的同步操作，在本例中呈现出10MHz频率。信号REF1和REF2的频率一般对应于在发射机中使用的相应信号的频率。来自所希望的频率中的这些信号的任何频率偏差都按如上所述进行补偿。来自信号源129的信号CLK是用于低优先级处理器150中的数字信号处理电路的时钟信号。高优先级窄带处理器处理一个带宽为宽带信号四分这一带宽的信号。因此，高优先级处理器部件响应于一个具有频率(3.84MHz)为信号CLK频率的四分之一的时钟信号CLK/4，信号CLK/4由分频器136提供。
在接收机中的时钟信号CLK的频率与发射机中所用的时钟信号频率对应。通过从包含在更容易接收的高幂次窄带QAM分量的信息中获得接收机时钟信号，如在图6将看到的，使得确立合适的接收机时钟频率变得更为方便。为了这个目的，正如将在图6所看到的，另一个来自输入处理器112的窄带输出信号加到一个非线性信号发生器131，例如，诸如一个将输入信号自乘的乘法器的N幂次方发生器，此处N可以是2或4。单元131以窄带QAM分量的符号率产生一个单一频率分量。在这种情况下，符号率为0.96MHz，比特率的四分之一。单元131也以低幂次宽带QAM分量的符号率产生一个高衰减输出分量，其输出分量被后续信号处理单元忽略。
来自单元131的0.96MHz符号率输出分量在加到包含一个鉴相器的相位控制单元137之前由滤波器132进行带通滤波。滤波器132具有一个位于0.96MHz符号频率的中心频率。滤波器132的带宽不严格，但将足以提供一个满足要求的信/噪比。响应于来自滤波器132的0.96MHz符号率输出分量，相位控制单元137与低通滤波器138、合成器129以及16分频的分频器139一起，共同形成一个锁相环。滤波器138除去包括由非线性信号发生器131的工作所产生的噪声在内的寄生频率。分频器139接收来自合成器129的一个15.36MHz信号并向鉴相器137的一个控制输入端提供一个分频的0.96MHz输出信号。合成器129包括一个累加相位增量的寄存器，相位增量由从滤波器138加到单元129的一个控制输入端的信号确定，累加是以由来自时钟发生器130的信号频率确定的速率进行。累加的相位值时一个ROM进行寻址，该ROM包含有合成来自单元129输出信号的正弦值。单元129的功能可以利用由QualcommCorporationofSanDiego，California公司提供的商用的Q2334型集成电路实现。
在该系统中，高优先级分量有利地呈现出一个具有超小(17%)带宽和锐带外衰减，即陡“边缘”的窄的带宽。响应于一个输入QAM信号从一个诸如单元131的非线性信号发生器(例如乘法器)输出的信号幅度是输入信号的幅-频特性曲线形状的函数，特别是在频带的边缘。对于给定的带通幅度特性，在带边缘的一个陡的斜率以输入信号的符号率产生一个小幅度的单频率输出分量，而一个浅的带边缘斜率则产生一个大幅度输出分量。
包括有部件137，138，129和139的锁相环共同作用以维持从单元131和132加到相位控制器137的0.96MHz输入信号与从分频器139加到相位控制器137的0.96MHz输入信号间的基本为0的相位差。来自分频器139的信号由合成器129响应于来自滤波器138的一个相位误差表示的控制信号来得到。
图6表示出图4中的输入信号处理器112和频率合成器135的详图。来自天线110的输入信号加到调谐器部分210，调谐器部分210还包括一个按照公知信号处理技术用于产生一个中频(IF)输出信号的一个混频器。在调谐器210中的一个RF放大器响应于一个RFAGC信号进行增益控制。从调谐器210输出的IF信号加到包括有一个中心定于43.5MHz而带宽约为6MHz的一个SAW(表面声波滤波器)214的IF处理器212，以及响应于一个IFAGC信号进行增益控制的AGC放大器216。
从处理器212输出的信号加到一个IF频率下变换器220。变换器220包括有信号乘法器(混频器)222，224和226，输出低通滤波器230，234和236，以及一个晶体控制的49.94MHz本机振荡器228，它们的配置如图所示。乘法器224响应于来自振荡器228的一个基准信号和来自处理器212的输出信号。乘法器222和226也响应于来自处理器212的输出信号和基准信号REF1及REF2。基准信号REF1和REF2是由图4中的单元135的宽带合成器部件135A和窄带合成器部件135B响应于10MHz系统时钟信号得到的。经频率下变换后的宽带和窄带输出信号分别提供到滤波器230和236的输出端。
权利要求
1.在一个电视信号接收机中，包括有一个用于处理电视信号的信号处理通路，所述电视信号含有利用呈现一个给定符号周期的符号进行正交幅度调制(QAM)并被变换到栅格状构象的规定位置的一个载波，该装置的特征在于装置(12)，用来产生名义上为所述载波频率的基准信号；输入装置(120)响应于所说的调制载波和所说的基准信号，用于产生一个经处理的已调载波；装置(16，18，20-46)，用于产生作为一个偏移函数的控制信号，该偏移是由与所说的经处理的载波相关的构象相对于与所说的电视信号相关的构象表现出来的；和装置(50)，用于将所说的控制信号耦合到用于降低所说偏移的所述信号处理通路上；其中所说的产生装置(16，18，20-46)是一个具有多工作模式的时间多路复用的处理器，至少在表示该偏移的多个工作模式中的一个内提供一个乘积型输出信号。
2.按照权利要求1的装置，其特征在于所说的多路复用处理器在所说的符号周期内呈现一个完整的多路复用工作周期。
3.按照权利要求1的装置，其特征在于所说的多路复用处理器响应于包含一个在接收位置的符号构象的第一信号，以及包含一个在所期望位置的符号构象的第二信号，所述多路复用装置的所述输出信号在所述的接收和期望的位置之间呈现一个差。
4.按照权利要求1的装置，其特征在于所说的的电视信号呈现出一个频谱，其中所说的正交幅度调制载波是利用相对于在所说的频谱中调制一个附加载波的信息而言为高优先级信息来进行调制的。
5.按照权利要求1的装置，其特征在于所说的多路复用处理器包括一个信号乘法器。
6.按照权利要求5的装置，其特征在于所说的多路复用乘法器装置与锁存器装置一起进行多路复用以连续地执行相乘和累加功能。
7.按照权利要求1的装置，其特征在于所说的基准信号须经显示相对于所说的载波显示一个相位或频率偏移;所说的产生装置，含有包括乘法器装置的一个锁相环，响应于在接收的位置具有符号的第一信号和在所期望的位置具有符号的第二信号，该乘法器装置提供一个作为所说的偏移的函数的输出信号;和用于向锁相环提供定时信号的装置，以使得包括所说的乘法器装置的锁相环呈现时间-多路复用操作。
8.按照权利要求7的装置，其特征在于包括所说的乘法器装置的锁相环在所说的符号周期内呈现一个完整的多路复用操作周期。
9.按照权利要求7的装置，其特征在于所说的控制信号调整所说基准信号的相位。
10.按照权利要求7的装置，其特征在于所说的电视信号呈现出包含有所说的正交幅度调制载波的一个频谱，该正交幅度调制载波是利用相对于在所说频谱中调制一个附加载波的信息而言为高优先级信息来进行调制的;包括所说的乘法器装置的所述锁相环在所说的符号内呈现一个完整的多路复用操作周期。
11.按照权利要求10的装置，其特征在于所说的输入装置包括一个自适应均衡器。
12.按照权利要求7的装置，其特征在于所说的锁相环是一个第二级锁相环。
13.按照权利要求12的装置，其特征在于所说的锁相环包括响应于所说的经处理的已调载波用于选择所说符号的装置，该选择装置呈现一个第一信号增益因数并包括用于产生具有在所期望位置符号的第二信号的存贮装置。
14.按照权利要求13的装置，其特征在于在所述锁相环中的装置呈现一个第二信号增益因数。
全文摘要
一个电视信号接收机响应于包含变换成由I和Q轴限定的一个四象限栅格状构象的符号的一个正交调幅(QAM)信号。由一个载波恢复网络处理经解调的I和Q分量，所述载波恢复网络调整本机产生的(12)载波基准信号参数，以便维持一个所希望的QAM构象的方位。载波恢复网络包括一个时间多路复用处理器，该处理器包括一个信号乘法器(20)，在一个显示一个符号周期的环路延迟的数字锁相环(36—50)中呈现多种工作模式。
文档编号H03M13/25GK1078838SQ9310574
公开日1993年11月24日 申请日期1993年5月14日 优先权日1992年5月15日
发明者B·B·巴特 申请人:Rca.汤姆森许可公司