专利名称：用于移动台的频率合成器电路的制作方法
背景技术：
发明领域本发明涉及工作在无线通信系统中的移动台，更具体地，涉及可使这样的移动台中所使用的频率合成器能更快稳定下来和/或能有更好的相位噪声性能的某些改进。
相关的现有技术系统现有技术包括自从80年代初期以来在美国运行的蜂窝无线系统，它提供电话业务给不断增长的用户群，按最近估计已超过两千万用户。蜂窝电话业务很像在家中和办公室中的固定的有线电话业务，但它不用电话线而使用射频来连接来自(和到)移动用户的电话呼叫。每个移动用户被分配一个专用(10位数字)号码簿电话号码，以及通常根据他或她每月花费在移动电话通话上的“空中时间”量来计费。许多可提供给地面电话用户的业务功能(例如，呼叫等待，呼叫转发，三方呼叫等)通常也可提供给移动用户。
在美国，蜂窝运行许可证已由联邦通信委员会(FCC)根据一个许可的方案颁发，该方案把全国分成按照1980年普查所规定的地理服务市场。大城市市场被称为大城市统计地区(MSA)，而较小的农村市场被称为农村统计地区(RSA)。为了运营每个市场中的系统，只颁发两个蜂窝许可证。这两个系统，通常分别被称为A系统和B系统，被指定使用800MHz范围的不同射频(RF)频段(频率块)。移动用户可自由预订来自A系统或B系统运行者(或二者)的服务。在其中预订业务的本地系统被称为“原籍”系统。当在原籍系统以外移动时，移动用户可能得到在远地系统中的服务，如果在原籍系统和“被访问的”系统之间有“漫游”协议的话。
图1显示了典型的蜂窝射频系统的结构。地理区域(例如，大城市地区)被划分成几个较小的相连的射频覆盖区域，被称为“小区”，例如小区C1-C10。小区C1-C10由相应的一组固定的射频站提供服务，被称为“基站”，B1-B10。每个基站包括多个RF信道单元(收发信机)，它们运行在指定的系统RF信道上，正如技术上所熟知的那样。为了说明的目的，图1显示的基站B1-B10分别位于小区的中心，并被显示成基站备有在所有方向上均等地发射的全向天线。然而，基站B1-B10也可位于边界附近或者远离小区C1-C10的中心，并可用射频信号定向地向小区C1-C10辐射(例如，基站可被配备以三个定向天线，每个覆盖120度扇区)。
已分配给任何已知的小区(或扇区)的RF信道按照技术上熟知的频率复用规划可被重新分配给远离的小区。在每个小区(或扇区)中，至少一个RF信道被用来载送控制的或监管的消息，它被称为“控制”或“寻呼/接入”信道。其它的RF信道被用来载送话音对话，它们被称为“话音”或“语音”信道。小区C1-C10中的蜂窝电话用户(移动用户)具有便携式(手持的)、可运载的(手提的)、或移动的(车载的)电话单元，共同地被称为“移动台”(例如移动台M1-M5)，每个移动台与附近的基站通信。正如技术上熟知的，每个移动台M1-M5包括控制器(微处理器)和收发信机。每个移动台中的收发信机可调谐到系统中所规定的任何一个RF信道(而基站B1-B10中的每个收发信机通常只运行在相应的小区中所使用的不同RF信道中的一个信道)。
继续参照图1，基站B1-B10被连接到移动电话交换中心(MTSO)20，并受它控制。MTSO20又被连接到地面(有线)公共交换电话网(PSTN)22中的中央局(图1上未具体示出)，或类似的设施，例如综合系统(业务)数字网(ISDN)。MTSO20交换在有线用户和移动用户之间的呼叫，控制加到移动台M1-M5的信令，汇集计费统计数据，存储用户业务分布，以及对系统提供运行、维护和测试。
任一个移动台M1-M5对图1的蜂窝系统的接入都要根据存储在移动台中的移动识别号(MIN)和电子序列号(ESN)而被控制。MIN是由原籍系统操作员分配给每个移动用户的10位数字的号码簿电话号码的数字表示。电子序列号(ESN)由制造商指定，并被永久地存储在移动台。当发起呼叫时，MIN/ESN对从移动台被发送，其正确性由MTSO20检查。如果MIN/ESN被确定为不正确的(例如，如果ESN由于据报告移动台被偷盗而已被列入黑名单)，则系统可拒绝接入到移动台。
当接通(加电)时，每个移动台M1-M5进入空闲状态(待机模式)，并调谐到最强的控制信道(通常为移动台在该时刻所处的小区的控制信道)并不断地监控该信道。当移动台在空闲状态下在各小区之间移动时，移动台最终将“丢失”在“老”的小区的控制信道上的射频连接，并调谐到“新”的小区的控制信道。到控制信道的初始调谐和控制信道的改变都是通过扫描蜂窝系统中正在运行的所有控制信道以便找到“最好”的控制信道而自动完成的(在美国，在每个蜂窝系统中有21个“专用”控制信道，这意味着移动台必须扫描最大个数为21个的RF信道)。当找到具有良好的接收质量的控制信道时，移动台保持调谐到这个信道，直至质量再次恶化为止。在这种情况下，移动台保持与系统的“接触”，并可通过被连接到MTSO20的一个基站B1-B10而接收或发起电话呼叫。
为检测来话呼叫，移动台连续地监控当前的控制信道来确定寻址到它的寻呼消息(即含有其MIN)是否已接收到。例如，当普通(地面有线)用户呼叫移动用户时，寻呼消息将被发送到移动台。呼叫从PSTN22引导到MTSO20，在那里对被拨打的号码进行分析。如果拨打的号码被证实合法，则MTSO20请求某些或全部基站B1-B10通过它们的相应小区C1-C10寻呼被呼叫的移动台。从MTSO20接收请求的每个基站B1-B10然后将在相应小区的控制信道上发送包含被呼叫移动台的MIN的寻呼消息。在该小区中的每个空闲的移动台M1-M5将把在控制信道上所接收的寻呼消息中的MIN与存储在移动台中的MIN相比较。带有匹配的MIN的被呼叫的移动台将在控制信道上自动地发送寻呼应答给基站，它然后把寻呼应答转发到MTSO20。在接收到寻呼应答以后，MTSO20从那个收到寻呼应答的小区中选择一个可提供的话音信道，(MTSO20为这个目的保持着一个空闲信道表)，并请求在该小区中的基站通过控制信道来命令移动台调谐到所选择的话音信道。一旦移动台调谐到所选择的话音信道，则直通连接被建立。
另一方面，当移动用户发起一个呼叫时(例如，通过拨打普通用户的电话号码和在移动台的电话手机上按下“发送”按钮)，被拨打的号码和该移动台的一对MIN/ESN使在控制信道上被发送到基站并被转发到MTSO20，它验证移动台的合法性，分配话音信道和建立用于对话的直通连接，如前面所述。如果移动台在小区之间移动而同时处在对话状态，则MTSO20将执行呼叫的从老基站到新基站的越区切换。MTSO20选择新的小区中的可提供的话音信道，然后命令老基站在老的小区中的当前的话音信道上发送越区切换消息到移动台，通知移动台调谐到在新的小区中所选择的话音信道。越区切换消息以“空白和突发”模式被发送，这会给对话造成短而几乎不会被注意到的间歇。在接收到越区切换消息以后，移动台调谐到新的话音信道，并且由MTSO20通过新的小区建立直通连接。老的小区中的老话音信道在MTSO20中被标记为空闲，它可被用于另一个对话。而且，当移动台移动到本系统以外时，移动台可被越区切换到邻近系统的小区中，如果在两个系统运行者之间有漫游协议的话。
原先的蜂窝无线系统，如在上面一般地描述的，使用模拟传输方法，具体地是按照高级移动电话业务(AMPS)标准的调频(FM)和双工(双向)RF信道。按照AMPS标准，在基站和移动台之间的每个控制或话音信道使用一对分开的频率，包含用于由基站发送(由移动台接收)的前向(下行链路)频率和用于由移动台发送(由基站接收)的反向(上行链路)频率。所以，AMPS系统是每一载波单一信道(SCPC)的系统，每个RF信道只允许一个话音电路(电话对话)。在被称为频分多址(FDMA)的技术中，允许不同的用户接入到同一个RF信道组，每个用户被分配以不同的RF信道(频率对)。这种原先的AMPS(模拟)结构构成由电子工业协会(EIA)和电信工业协会(TIA)提倡的工业标准的基础，它被称为EIA/TIA-553。
然而，在1980年代后期，美国的蜂窝工业开始从模拟转移到数字技术，这在很大程度上是由针对用户人数持续增长的需要以及对系统容量的增长的要求所激发的。早先认为，对于下一代蜂窝系统所追求的容量改进可通过“小区分割”以便在需要增加的容量的特定区域中为每个用户提供更多信道，或者通过在那些区域中使用更先进的数字无线技术，或者通过这两种方法的组合而达到。按照第一种方法(小区分割)，通过减小基站的发射功率和相应的小区的尺寸(或小区半径)从而频率复用距离被减小，因此导致每个地理区域有更多的信道(即，增加容量)。较小的小区的另外的好处包括给用户有更长的“通话时间”，因为移动台比起在较大的小区中可使用低得多的发射功率，因此，其电池不需要经常充电。
虽然小区分割允诺为增长的移动用户群增进容量和覆盖，但是实际的容量增长由于使用模拟AMPS而受到限制。通常认为，想要的容量增加以及微小区(小区分割)概念在真正增加容量时的有效性，只能通过使用数字技术而达到最大化。这样，在实现数字化的努力中，EIA/TIA研究出多个空中接口标准，它们使用数字话音编码(模拟-数字转换和语音压缩)和时分多址(TDMA)，或码分多址(CDMA)技术，以倍增每个RF信道的话音电路(对话)数(即增加容量)。这些标准包括IS-54(TDMA)和IS-95(CDMA)，二者都是“双模式”标准，即它们除了支持在现有的AMPS框架内规定的数字语音信道以外，还支持原先的AMPS模拟话音和控制信道的使用(以便易于从模拟过渡到数字制式并允许继续使用现有的模拟移动台)。
双模式IS-54标准已具体地被称为数字AMPS(D-AMPS)标准。最近，EIA/TIA研究出一个用于D-AMPS的新的技术规范。它包括适用于支持公共或专用微小区运行的数字控制信道、延长的移动台电池寿命、和增强的最终用户功能。这个新技术规范是基于IS-54B(IS-54的当前修订版本)建立的，它被称为IS-136。(所有上述的EIA/TIA标准在此引用，以供参考，因为对于全面了解这些背景发展可能必须的。这些标准的复制件可从电子工业协会，2001 PennsylvaniaAvenue,N.W.,Washington,D.C.20006)获取)。
按照IS-54B以及如图2所示，每个RF信道被时分复用(TDM)成一系列重复的时隙，它们被编组为载送三到六个数字语音信道(三到六个电话对话)的若干帧，这取决于每个数字语音信道所使用的语音编码器的源速率。在RF信道上的每个帧包括六个相等大小的时隙(1-6)，并且每帧长度是40ms(即每秒有25帧)。用于每个数字业务信道(DTCH)的语音编码器可以以全速率或半速率运行。全速率DTCH使用该帧的两个相等间隔的时隙(即时隙1和4，或时隙2和5，或时隙3和6)。当以全速率运行时，RF信道可被分配给三个用户(A-C)。这样，例如，用户A被分配以时隙1和4，用户B被分配以时隙2和5，用户C被分配以该帧的时隙3和6，如图2所示。每个半速率DTCH只使用该帧的一个时隙。在半速率时，RF信道可被分配给六个用户(A-F)，每个用户被分配以该帧的六个时隙中的一个，也如图2所示。这样，可以看到，IS-54B标准中所规定的DTCH允许把容量增加到模拟RF信道容量的三到六倍。在呼叫建立或越区切换时，双模式移动台优选地将被指定用数字业务信道(DTCH)，而如果没有DTCH可提供，则它被指定用模拟话音信道(AVC)。然而，只用模拟的移动台就只能被分配以一个AVC。
IS-136标准规定了数字控制信道(DCCH)，它类似于IS-54B所规定的数字业务信道(DTCH)那样地被规定(即，在同样的RF信道组上和具有同样的TDMA帧格式和时隙大小)。回过去参照图2，在每个40ms的帧中的六个时隙中，半速率DCCH占用一个时隙，而全速率DCCH占用两个时隙。DCCH时隙然后可被映射到不同的逻辑信道，它们被组织成一系列超帧。图3显示了按照IS-136的全速率DCCH的超帧结构(在这个例子中，DCCH被规定在TDMA帧中的“A”信道上)。在IS-136中规定一个超帧为全速率DCCH的32个接连的时隙(对于半速率DCCH的16个时隙)的集合(640ms)。在IS-136中规定的逻辑信道包括一种快速的、一种扩展的、和一种点到多点短消息业务广播的控制信道(分别为F-BCCH,E-BCCH，和S-BCCH)，用于载送广播给所有移动台的有关系统的信息，以及一种短消息业务、寻呼与接入应答信道(SPACH)，用于载送被发送到特定移动台的信息(例如寻呼或文本消息)。
如上面一般地描述的标准(IS-54B和IS-136)并不是过去几年开发或使用的唯一的数字标准。其它的数字标准，例如也使用TDMA的特别移动组(GSM)和个人数字蜂窝(PDC)，已在世界的某些部分(例如欧洲和日本，分另对应GSM和PDC的系统)被广泛采用。除其它不同以外，现有的标准可使用不同的频段，以便用于基站与移动台之间的通信。例如，IS-54B使用“单个”频段，它实际上由一对频带组成。一个频带用于移动台发射，另一个频带用于移动台接收。发射频带(移动台到基站)从824MHz延伸到849MHz，而接收频带(基站到移动台)从869MHz延伸到894MHz。每个RF信道由在824-849MHz的频率范围中的发射中心频率(前向信道)和在869-894MHz的频率范围中的接收中心频率(反向信道)组成。在相邻的发射或接收信道的中心频率之间的间隔是30KHz。而且，对于任何RF信道，发射和接收中心频率相隔45MHz(即每个发射信道与比它高45MHz的接收信道组成一对)。
另一方面，PDC使用“双”频段，即两个频段，每个频段(像IS-54B那样)实际上由一对频带组成。第一频段由从810MHz延伸到828MHz的接收频带(基站到移动台)和从940MHz延伸到958MHz的相应的发射频带(移动台到基站)组成。在第一频段中的每个RF信道由在810-828MHz的频率范围中的接收中心频率和在940-958MHz的频率范围中的相应的发射中心频率组成，两个中心频率相隔130MHz(即每个接收信道与比它高130MHz的发射信道组成一对)。第二频段由从870MHz延伸到885MHz的接收频带(基站到移动台)和从925MHz延伸到940MHz的相应的发射频带(移动台到基站)组成。在第二频段中的每个RF信道由在870-885MHz的频率范围中的接收中心频率和在925-940MHz的频率范围中的相应的发射中心频率组成，两个中心频率相隔55MHz(即每个接收信道与比它高55MHz的发射信道组成一对)。在第一和第二PDC频段中，在相邻的信道的中心频率之间的间隔都是25KHz。
按照PDC标准运行的移动台必须在第一和第二频段中都能够发送和接收(即收发)。图4显示了可工作在第一PDC频段的收发信机的典型设计(这个设计也可用于工作在AMPS或D-AMPS中规定的单个频段)。在810-828MHz频率范围中的进入的(接收的)信号通过带通滤波器(BPF)30以衰减掉通频带外的信号和噪声。BPF30的输出然后与主信道合成器(第一本地振荡器)32的输出在混频器34中进行混频，以产生一对和频率与差频率，这在技术上是熟知的。这些信号产物通过BPF36后被滤除(较高的)和频率，只留下(较低的)差频率。该第一混频和滤波级的效果是把接收的信号下变频成第一中频(IF)信号，它呈现在BPF36的输出端。该第一IF信号通过在混频器40中把它与辅助合成器(第二本地振荡器)38的输出混频而进一步下变频成第二IF信号，然后在BPF42中对混频器40的输出滤波，以从混频器40选择较低的频率。
也如图4所示，主信道合成器32可和发送偏移合成器44结合使用，以便把基带信号上变频成在想要的940-958MHz范围中的一个信号。基带信号可包括同相(I)和异相(Q)分量，它们被馈送到IQ调制器46，后者把基带信号调制到由发送偏移合成器44所提供的载波信号上。IQ调制器46的输出在混频器48中与主信道合成器32的输出进行混频，混频器48的输出被通过BPF50，以便从混频器48选择想要的频率。
图4的电路可被配置成通过适当地设定主信道合成器32、辅助合成器38、与发送偏移合成器44而在第一PDC频带内的任何RF信道上接收或发射。例如，如果想要的发射和接收频率分别是940和810MHz，则主信道合成器32可被设置成工作在1008.85MHz。混频器34将产生1818.85MHz的和频率以及198.85MHz的差频率。较高的频率在BPF36中被滤除，而较低的频率与被设置成工作在198.4MHz的辅助合成器38的输出进行混频。混频器40将产生397.25MHz的和频率以及0.45MHz(450KHz)的差频率。较高的频率在BPF42中被滤除，较低的频率则被送出作进一步RF处理(未示出)。在发射方向，发送偏移合成器44可被设置成工作在68.85MHz。这个载频在IQ调制器46中被调制，并与来自主信道合成器32的1008.85MHz信号进行混频。混频器48将产生1077.7MHz的和频率与940MHz的差频率。较高的频率在BPF50中被滤除，只留下940MHz的想要的频率，以便传送到天线(未示出)。
当把图4的电路扩展到工作于第二PDC频段时，将会因为不同的发送-接收(Tx-Rx)信道间隔(在第一PDC频段时的130MHz和在第二PDC频段时的55MH)而呈现出困难。这些困难通过以下关系式可最好地了解fs=ft-fr=(fm-fo)-(fm-fi)=fi-fo其中fs是TX-RX信道间隔(或分割)，ft是TX频率，fr是RX频率，fm是主信道合成器32的频率，fo是TX偏移合成器44的频率以及fi是在BPF36的输出端处的第一中频(IF)。从以上方程将很容易看到，如果TX-RX信道间隔要改变成适合于第二PDC频段，则在图4电路中的第一中频或TX偏移合成器44的频率中的一个必须加以改变。经济上的考虑通常限定了第一IF应是单个固定的频率。因此，在现有技术中，图4的电路要加以修改，即要加上第二发送偏移合成器52和开关54，以便当要分别对工作在第一和第二PDC频段间进行切换时，可分别在第一和第二偏移合成器44和52之间切换，如图5所示。或者，现有的技术通过用一个频率快变化的合成器(它能在两个不同频率之间“跳变”，以便分别工作在第一和第二PDC频段上)代替图5中的两个偏移合成器而寻求避免部件的重复。然而，这两种现有技术方法都会增加电路的成本和复杂性。
由于现有技术的缺点，需要一种适合于工作在具有不同的TXRX信道间隔的两个频段(例如，但不限制于，上述的第一和第二PDC频段)的频率合成器电路，但它比起现有技术电路具有较低的成本和较小的复杂性。这样的电路可由本发明提出。将会看到，本发明的解决方案还能用来减少工作在单频段的移动站的电路成本和复杂性。
发明概要本发明对移动台工作在不同频段的问题提供一个经济的解决办法。该不同频段的特征在于具有不同的发送-接收(TX-RX)信道间隔，因而常常需要使用两个发送偏移合成器。按照本发明，这些偏移合成器中的一个或两个可借助于从现有的辅助合成器通过相对较简单的按比例倍/分频电路(例如倍频器或分频器)导出适当的发送偏移信号而被解除。然而，当移动台在两个频率之间切换时，这种解决办法可能要求主信道合成器在两个不同频率之间“跳变”。因此，本发明还提供快速稳定的主信道合成器，它能在小于所规定的时间内完成这样的频率跳变，而比起传统的装置来说不会招致任何附加的相位噪声，该规定的时间是在诸如PDC那样的标准中所规定的在TDMA帧中用于在发送和接收状态之间的切换时间。
将会看到，正如本发明所教导的，从辅助合成器导出发送偏移信号的技术也可用于只工作在一个频段的移动台。在这种情况下，减除发送偏移合成器可导致更经济的只需要使用不多于两个频率合成器(即主信道合成器和辅助合成器)的设计。
一方面，本发明提供的移动台包括用于接收射频(RF)信号的装置；用于把模拟信号处理成数据信号的装置；用于产生第一本振(LO)信号的主信道合成器；用于产生第二LO信号的辅助合成器；用于把第一LO信号与所接收的RF信号相组合以产生第一中频(IF)信号的第一混频装置；用于把第一IF信号与第二LO信号相组合以产生第二IF信号的第二混频装置；用于按比例倍/分频第二LO信号的频率以产生发送偏移信号的按比例倍/分频装置；用于以数据信号调制发送偏移信号的调制装置；以及用于把第一LO信号与经数据调制的信号相组合以产生发送的RF信号的第三混频装置。按照这个方面，按比例倍/分频装置按要求可包括分频器或倍频器。
本发明的快速稳定主信道合成器可包括用于产生第一LO信号的压控振荡器(VCO)；用于把第一LO信号与一个预定频率的信号相组合以便降低第一LO信号的频率的第四混频装置；用于把较低频率的第一LO信号进行分频的可编程分频器；用于把分频器的输出与参考频率信号相比较以及用于根据比较结果产生调谐信号供给VCO的鉴相器；以及在VCO输入端用于对调谐信号进行滤波的环路滤波器。主信道合成器的这种结构允许环路滤波器增加带宽，因此，减小了主信道合成器的稳定时间，而不增加总的相位噪声。或者，主信道合成器的这种结构可用来减小总的相位噪声而不增加主信道合成器的稳定时间。与来自VCO的反馈信号进行混频的预定频率的信号可从第二LO信号得出，或从移动台中可供使用的任何低噪声源得出。
另一方面，本发明提供的用于在移动台收发射频(RF)信号的方法包括以下步骤产生第一本振(LO)信号；产生第二LO信号；把第一LO信号与所接收的RF信号进行混频以产生第一中频(IF)信号；把第一IF信号与第二LO信号进行混频以产生第二IF信号；按比例倍/分频第二LO信号的频率以产生发送偏移信号；以数据信号调制发送偏移信号；以及把第一LO信号与经数据调制的信号进行混频以产生发送的RF信号。这个方法例如可被用来接收和发射在例如PDC中规定的第一或第二RF频段中的信号，而不需要使用两个发送偏移合成器。
按照这个方法，第一LO信号可在压控振荡器(VCO)中产生，该VCO在包括混频器、分频器、鉴相器和环路滤波器的锁相环(PLL)中被调谐。环路滤波器的带宽被可扩展地进行选择以使得VCO的稳定时间最小。VCO的输出被反馈到混频器，并与预定的低噪声频率信号进行混频以降低在分频器输入端处的反馈信号的频率，这又依次地降低了在分频器输出端处的相位噪声总量，从而补偿了由于环路滤波器带宽的任何扩展引起的PLL中的相位噪声的任何增加。分频器的输出与被输入到鉴相器的参考频率信号相比较，以及鉴相器的输出在环路滤波器中被滤波，并作为调谐信号被提供给VCO。
从附图和以下阐述的详细说明，将很容易明白本发明的这些和其它方面、目的、和优点。
附图概述通过参考以下的附图，本发明将更好地被了解，它的许多目的和优点对于本领域技术人员将更明显，在这些图中图1显示了传统蜂窝无线系统的结构，它包括在多个射频(RF)信道上通信的多个移动台和基站；图2显示了按照一种已知的工业标准IS-54B的时分复用(TDM)RF信道的结构；图3显示了如一种已知的工业标准IS-136所规定的、在图2所示的TDM RF信道上定义的数字控制信道(DCCH)的超帧的结构；图4是如PDC,AMPS，或D-AMPS等所有已知的工业标准中所规定的、工作在第一频段的传统收发信机的方框图；图5是如PDC中所规定的、工作在第一或第二频段的传统收发信机的方框图；图6是可按照本发明而使用的移动台的简化方框图；图7是按照本发明构建的工作在第一或第二频段的收发信机的方框图；图8是图4-5所示的主信道合成器和辅助合成器的方框图；图9是图7所示的快速稳定的主信道合成器和辅助合成器的方框图；图10是比较图8所示的传统主信道合成器的相位噪声性能与图9所示的本发明的快速稳定的主信道合成器和辅助合成器的相位噪声性能的图；以及图11是图7所示的收发信机的另一种实施例的方框图。
详细说明现在参照图6，图上显示了可按照本发明而使用的示例性移动台100的简化方框图。移动台100包括微音器102、扬声器104、键盘106、数字符号或图形显示器108、用户接口110、微处理器112、程序存储器114、随机存取存储器(RAM)116、电可擦可编程只读存储器(EEPROM)118、射频(RF)部分120、以及天线122。
用户接口110包括语音和数据处理电路(未具体示出)，例如用于对来自微音器102的要发送的语音信号执行模拟-数字(A/D)转换以及对去到扬声器104的接收到的语音信号执行数字-模拟(D/A)转换的编译码器。用户接口110还包括数字信号处理器(DSP)，用于执行增益/衰减、滤波、压缩/解压缩、信道编码/译码、和语音与用户或控制信号的任何其它想要的处理(例如按照PDC标准)。在优选实施例中，用户接口110提供同相(I)和异相(Q)调制波形给RF部分120。
微处理器112通过存储在程序存储器114中的软件程序控制移动台100的全部运行。这些程序可包括，例如，用于在例如PDC标准中所规定的数字控制信道(DCCH)与数字业务信道(DTCH)上的每一发射和接收运行中的可执行的指令。RAM116保持在执行这些指令时使用的临时变量的数值。其数值在移动台100中电源关断以后仍必须保存的参量可存储在EEPROM118(或类似的非易失性或快闪存储器)中。这样的参量可包括，例如，移动识别号(MIN)、移动台电子序列号(ESN)、和移动台100的原籍系统(SIDH)的系统识别号。
概括地说，RF部分120包括射频处理电路(图6上未具体示出)，例如RF发射机，用于把I和Q数据调制到模拟载波信号、把调制的信号上变频到所选择的信道频率、以及然后滤波、放大和通过天线122发射信号。RF部分120还包括RF接收机，用于把通过天线122接收的调制信号下变频到至少一个中频(IF)信号，然后它在DSP中被处理以前可被滤波和解调。
图7显示了如本发明所提供的RF部分120的更详细的说明。本发明不是如现有的技术所教导的和图4-5所示的那样从一个或多个偏移合成器产生发送偏移信号，而是通过简单的和廉价的除以Q(÷Q)或乘以Q(×Q)的按比例倍/分频电路130从辅助合成器38得出这个信号，这样解除了使用较贵的和复杂的发送偏移合成器44和/或52(图4-5)的需要。Q的数值可选择成适合于工作在想要的频段，如下面说明的。
例如，为了工作在第一PDC频段的940MHz的发射频率和810MHz的接收频率，除以2(÷2)的按比例倍/分频电路130可以连同设定在1008.85MHz频率的主信道合成器32和设定在198.4MHz频率的辅助合成器38一起来使用(正如结合图4-5描述的现有的例子那样)。在这种情况下，第一和第二(接收)IF信号将分别是198.85MHz和450KHz(和以前相同)，以及发送偏移信号将是99.2MHz。为了产生想要的940MHz的发送信号，主信道合成器32的频率将从移动台100在接收时的1008.85MHz跳到移动台100在发射时的1039.2MHz。即使使用同一个主信道合成器32用于上变频发送信号和下变频接收信号，这个频率跳变也是可能的，因为移动台的发射和接收是在TDMA帧内的不同时间，例如，如图2所示。
然而，将会注意到，这个频率跳变必须在不大于移动台在每个帧中的发射和接收状态之间切换所规定的时间内完成。在许多标准中，例如PDC中，TDMA帧可被看作为(从移动台100看来)一系列以下面的次序重复的时隙一个空闲时隙，一个接收时隙，一个空闲时隙，和一个发射时隙。这样，只有一个时隙可分隔开发射和接收的运行。取决于TDMA帧的长度，主信道合成器32可能必须充分地快速变化，以便于在小到一毫秒(ms)内从一个状态转变并稳定在另一个状态。如下面进一步描述的，本发明也提供快速稳定(快变)的主信道合成器140，它便于进行这样的跳频。
通过参考现有技术的主信道合成器32的限制，可最好地了解在本发明的主信道合成器140中所引入的改进。图8显示了主信道合成器3和辅助合成器38的组合的传统结构，其中每个合成器从例如工作在14.4MHz的公共参考频率发生器150得出分开的参考频率信号。在主信道合成器32中的可编程分频器(除以K的运算器)152把14.4MHz参考信号的频率减小到“K”分之一，这样它可被加到锁相环(PLL)，该锁相环包括鉴相器(比较器)154、环路滤波器156、主压控振荡器(VCO)158和可编程分频器(除以L的运算器)160。同样地，在辅助合成器38中的可编程分频器(除以M的运算器)把14.4MHz参考信号的频率减小为“M”分之一，这样它可被加到锁相环(PLL)，该锁相环包括鉴相器164、环路滤波器166、辅助压控振荡器(VCO)168和可编程分频器(除以N的运算器)170。
在主信道合成器32中的主VCO158可被用来产生通常在1009-1084MHz范围内的稳定的载波频率，其增量为25KHz(这是PDC中的信道间隔)，而在辅助合成器38中的辅助VCO168可被用来产生198.4MHz的固定频率。每个主VCO158和辅助VCO168可通过加在其输入端的适当的电压而被调谐到想要的频率(正如技术上熟知的，VCO输出频率的调节是正比于其输入电压的)。为此目的，微处理器112(图6)对分别在分频器160和170中的分频比“L”和“N”的适当数值的选择进行控制。鉴相器154对在分频器160输出端处的被分频的VCO信号的相位与在分频器152输出端处的参考信号的相位进行比较，并产生正比于相位差的误差电压信号。这个误差电压信号通过环路滤波器156而被反馈，用来细调主VCO158的频率，直到它与分频器152当乘以L因子时的输出的频率一致为止。同样地，辅助VCO168可被调谐并锁定到其想要的频率。
图8的电路中的分频比的具体数值K和L或M和N应当来选择，以使得在主信道合成器32或辅助合成器38的输出端处的相位噪声分别为最小，而同时又满足可应用的频率规划的需要。正如技术上所熟知的，在除以K的运算器的输出端处的相位噪声，相对于在其输入端处的相位噪声而言，例如将会高出20LogK dB。假定来自发生器150的参考频率信号是相对较稳定和无噪声的(这是通常的情况)，则来自分频器152和162的输出信号就不会把明显的相位噪声分别引入到主信道合成器32和辅助合成器38的PLL。而且，辅助VCO168的频率是固定的(在198.4MHz)，因此在输入端处反馈到分频器170的信号应当相对地没有噪声，因为进到鉴相器164的参考信号的频率可被选择为相对较高(例如，1.6MHz，其中M=9和N=124)。低的分频比(N=124)意味着来自鉴相器164的相位噪声被乘以相对较低的数值(20LogN)，因而导致在辅助合成器38的输出端处的低的相位噪声。
然而，主VCO158的频率为了运行在不同信道必须被分级，这样，要求在鉴相器154的输入端处使用低频率的参考信号和在分频器160中使用高分频比(L)。另一方面，分频比L必须最小化，以改进在主信道合成器32输出端处的相位噪声。对于具有25KHz信道间隔的PDC运行，主VCO158必须能够以25KH的增量来分级，所以，如果采用分数除法合成器的话，在到鉴相器154的输入端处的信号频率应当是25KHz或25KHz的某个小的倍数。如果K值选择为例如72，则到鉴相器154的输入将是200KHz信号(等于8×25KHz)。在这种情况下，如果采用模8分数除法合成器的话，则所希望的25KHz的解决办法可通过使用200KH参考信号而达到。分频比L将根据主VCO158的频率而改变，以便把分频器160的输出汇集到200KHz参考频率。在这个例子中L的最大值将是5420(它将在主VCO158的频率是1084MHz时达到)。
正如本领域的一般技术人员将会看到的，为了使主信道合成器32按照本发明在频率之间跳变时能达到快速频率锁定，主信道合成器32的稳定时间(即对于主VCO158在分频器160用正确的L值被编程以后稳定到想要的频率所需要的时间)可通过增加环路滤波器156的带宽而减小。然而，增加环路带宽会导致出现在主VCO158的输出端处的相位噪声增加，因为在这种情况下较高频率的相位噪声将通过环路滤波器156。这样的相位噪声在几个方面会恶化移动台100的运行。首先，由发射机输出的信号可能无法满足由管理机构(例如FCC)所提出的频谱屏蔽要求。其次，接收机可能由于出现对应于可归因于存在相位噪声的频谱能量的错误的本振信号而没有足够的相邻和/或相隔的信道抑制。第三，接收机可能遭受由调制群集(modulationconstellation)点的移动而造成较高数目的译码错误，该调制群集的各点是根据由相位噪声引起的误差矢量的幅度而移动的，正如在Law等的“Identifying RF-Related Impairment in Full-ServiceDigital Network(在完全业务数字网中识别与RF有关的恶化)”中所描述的，该文章可见于Microwave Journal,pp.88-94(March1996)。
为了在使主信道合成器32的相位噪声最小化的同时使得稳定时间最小化，本发明提供了快速稳定的主信道合成器140，其中稳定时间通过使用具有比环路滤波器156带宽更宽的环路滤波器172而被减小，以及其中相位噪声通过减小分频比L而被减小，如图9所示。在图9中L的值通过在把从主VCO158输出的信号馈送到除以L运算器160以前先降低该信号的频率而被减小。为了低成本地完成这种频率减小而不会附加不想要的噪声，主VCO158的输出可与任何频谱较纯的谐波或相对地没有噪声的信号混频，这些信号在移动台100中可为此目的而提供。例如，如图9所示，辅助VCO168的输出如有必要可在倍频器174中被倍频，在BPF176中被滤波，以去除不想要的谐波(即，在本例中除了4×辅助VCO168的频率以外的谐波)，然后被提供给混频器178，用于与主VCO158的输出进行混频。来自混频器178的较高的和频率然后可在BPF180中被滤除，而较低的差频率则被传送而通过除以L的运算器160。
将会看到，与分频器的不同点在于，混频器178对于出现在其输入端的噪声具有相加的而不是对数的效果。这样，只要噪声相对较少的源(例如辅助VCO168)在被用作为要与主VCO158的输出混频的信号时，混频器178对快速稳定的主信道合成器140中的噪声幅度的影响将被最小化。还将看到，被用来对主VCO158的输出进行下变频的信号，除了辅助VCO168以外，可从任何具有可接受的相位噪声特性的可提供的源得出。例如，在快速稳定主信道合成器140的替换实施例中，这个信号从参考频率发生器150中导出，并通过倍频器电路适当地进行倍频缩放。
图10以图形方式显示出，本发明的快速稳定主信道合成器140的运行允许环路带宽增加，因此，得到更快的稳定时间，而同时提供等同于或优于传统主信道合成器32的相位噪声性能。图10中的水平轴代表相位噪声从载波频率的偏移(偏移按照对数尺度以Hz表示)，而垂直轴代表相对于载波频率的相位噪声的以dB计的频谱能量(dBc)。用字母“a”表示的曲线代表传统主信道合成器32的性能，而用字母“b”表示的曲线代表本发明的快速稳定主信道合成器140的性能。这些曲线被标上数字值，它们是基于在按照先前的图上的例子在PDC频段上运行的。
继续参照图10，曲线“a”和“b”的水平线部分分别代表在传统主信道合成器32中的环路滤波器156和在快速稳定主信道合成器140中的环路滤波器172的带宽。将会看到(如最左的一对虚线垂直线所示)，快速稳定的主信道合成器140具有较宽的环路带宽。所以它将比传统主信道合成器32更快稳定。无论如何，快速稳定主信道合成器140呈现的总的综合的相位噪声比起传统主信道合成器32呈现的总的综合的相位噪声低。这样，本发明能够减小稳定时间，而比起传统方案来并不增加总的相位噪声。
而且，从图10将看到，快速稳定主信道合成器140与传统主信道合成器32对来自相邻信道的噪声能量呈现相同的隔离度，因为曲线“a”和“b”在25KHz处汇合，并在离载频较大偏移处是相同的，这里的主信道合成器140的输出端处的相位噪声几乎全部由VCO158所产生的相位噪声组成(这不同于由鉴相器154和/或参考频率发生器150所产生的相位噪声，它被环路滤波器172滤除)。总之，本发明的快速稳定主信道合成器140的设计减小了相位锁定时间，而同时使得在主RF信道中的相位噪声最小化(保持信号质量)以及使得与相邻信道的干扰最小化。
本领域技术人员将容易看到，对于本发明的上述的实施例可作出许多修正和变化，而实质上不背离这里所揭示的教导的精神和范围。图11显示了一个这样的修正，其中使用了两个发送偏移信号。第一发送偏移信号从辅助合成器38通过比例缩放电路130得出，如图7所示。另一方面，第二发送偏移信号从主偏移合成器52得出，如图5所示。虽然在这个方案中使用了一个发送偏移合成器，但没有像现有技术所需要的那样(图5)，它不需要另一个发送偏移合成器。
还将看到，按照本发明从辅助合成器38取得发送偏移信号那么图4中的发送偏移合成器44，也可取消。这样，不论对单频段和双频段运行，本发明都可减小电路复杂性和成本。
另外，将会看到，如本发明所教导的，降低输入到分频器160的信号的频率的技术可用来减小主VCO158的稳定时间(通过使用宽带环路滤波器172)和/或仅仅减小主VCO158的输出端处的相位噪声(例如，如果代之以使用传统的窄带宽滤波器156的话)。
总之，将会看到，这里所揭示的本发明的形式是示例性的，而不打算作为本发明范围的限制，本发明将在以下的权利要求中规定。
权利要求
1．一种射频(RF)收发信机包括第一振荡装置，用于产生第一本地振荡器(LO)信号；第二荡装置，用于产生第二LO信号；第一混频装置，用于把所述第一LO信号与所接收的信号相组合，以产生第一中频(IF)信号；第二混频装置；用于把所述第一IF信号与所述第二LO信号相组合，以产生第二IF信号；按比例倍/分频装置，用于按比例倍/分频所述第二LO信号的频率，以产生发送偏移信号；调制装置，用于以数据信号来调制所述发送偏移信号；以及第三混频装置，用于把所述第一LO信号与所述经数据调制的信号相组合，以产生发送的RF信号。
2．按照权利要求1的RF收发信机，其特征在于，其中所述第一振荡装置包括压控振荡器(VCO)，用于产生所述第一LO信号；第四混频装置，用于把所述第一LO信号与一个预定频率的信号相组合，以产生具有比所述第一LO信号更低频率的信号；可编程分频器，用于把所述较低频率信号的频率进行分频；鉴相器，用于把所述分频器的输出与参考频率信号相比较以及用于根据所述比较结果产生调谐信号供给所述VCO；以及设在所述VCO输入端的滤波器，用于对所述调谐信号进行滤波。
3．按照权利要求2的RF收发信机，其特征在于，其中所述第一、第二、第三、和第四混频装置的每一个都包括混频器和滤波器。
4．按照权利要求2的RF收发信机，其特征在于，其中所述预定频率的信号从所述第二LO信号中得出。
5．按照权利要求2的RF收发信机，其特征在于，其中所述预定频率的信号从参考频率发生器得出。
6．按照权利要求1的RF收发信机，其特征在于，其中所述比例缩放装置包括分频器。
7．按照权利要求1的RF收发信机，其特征在于，其中所述按比例倍/分频装置包括倍频器。
8．按照权利要求1的RF收发信机，其特征在于，其中所述数据信号包括代表语音信号的同相(I)和异相(Q)调制波形。
9．按照权利要求1的RF收发信机，其特征在于，其中所述接收信号是在810-828MHz范围内，所述发射信号是在940-958MHz范围内，以及其中所述接收和发射信号的中心频率间隔130MHz。
10．按照权利要求1的RF收发信机，其特征在于，其中所述接收信号是在870-885MHz范围内，所述发射信号是在925-940MHz范围内，以及其中所述接收和发射信号的中心频率间隔55MHz。
11．按照权利要求1的RF收发信机，其特征在于，其中所述发射和接收信号是在按照个人数字蜂窝(PDC)标准所规定的第一或第二RF频段中。
12．一种移动台包括用于接收射频(RF)信号的装置；用于把模拟信号处理成数据信号的装置；主信道合成器，用于产生第一本地振荡器(LO)信号；辅助合成器，用于产生第二LO信号；第一混频装置，用于把所述第一LO信号与所述接收的RF信号相组合以产生第一中频(IF)信号；第二混频装置，用于把所述第一IF信号与所述第二LO信号相组合以产生第二IF信号；按比例倍/分频装置，用于按比例倍/分频所述第二LO信号的频率以产生发送偏移信号；调制装置，用于以所述数据信号调制所述发送偏移信号；以及第三混频装置，用于把所述第一LO信号与所述数据调制的信号相组合以产生发送的RF信号。
13．按照权利要求12的移动台，其特征在于，其中所述主信道合成器包括压控振荡器(VCO)，用于产生所述第一LO信号；第四混频装置，用于把所述第一LO信号与一个预定频率的信号相组合以便产生具有比所述第一LO信号更低频率的信号；可编程分频器，用于把所述较低频率的信号进行分频；鉴相器，用于把所述分频器的输出与参考频率信号相比较以及用于根据所述比较结果产生调谐信号给所述VCO；以及设在所述VCO输入端的滤波器，用于对所述调谐信号进行滤波。
14．按照权利要求13的移动台，其特征在于，其中所述第一、第二、第三、和第四混频装置中的每一个都包括混频器和滤波器。
15．按照权利要求13的移动台，其特征在于，其中所述预定频率信号从所述第二LO信号中得出。
16．按照权利要求13的移动台，其特征在于，其中所述预定频率信号从参考频率发生器得出。
17．按照权利要求12的移动台，其特征在于，其中所述按比例倍/分频装置包括分频器。
18．按照权利要求12的移动台，其特征在于，其中所述按比例倍/分频装置包括倍频器。
19．按照权利要求12的移动台，其特征在于，其中所述数据信号包括代表语音信号的同相(I)和异相(Q)调制波形。
20．按照权利要求12的移动台，其特征在于，其中所述接收信号是在810-828MHz范围内，所述发射信号是在940-958MHz范围内，以及其中所述接收和发射信号的中心频率间隔130MHz。
21．按照权利要求12的移动台，其特征在于，其中所述接收信号是在870-885MHz范围内，所述发射信号是在925-940MHz范围内，以及其中所述接收和发射信号的中心频率间隔55MHz。
22．按照权利要求12的移动台，其特征在于，其中所述接收和发射信号是在按照个人数字蜂窝(PDC)标准所规定的第一或第二RF频段中。
23．移动台中用于收发射频(RF)信号的一种方法包括以下步骤产生第一本地振荡器(LO)信号；产生第二LO信号；把所述第一LO信号与所接收的RF信号进行混频以产生第一中频(IF)信号；把所述第一IF信号与所述第二LO信号进行混频以产生第二IF信号；按比例倍/分频所述第二LO信号的频率以产生发送偏移信号；以数据信号调制所述发送偏移信号；以及把所述第一LO信号与所述经数据调制的信号进行混频以产生发送的RF信号。
24．权利要求23的方法，其特征在于，其中所述第一LO信号在压控振荡器(VCO)中产生，所述VCO在包括混频器、分频器、鉴相器和环路滤波器的锁相环(PLL)中被调谐，其中所述第一LO信号被输入到PLL中的混频器，并与预定频率信号混频以产生具有比所述第一LO信号更低频率的信号，较低频率信号然后在分频器中被分频，分频器的输出与输入到鉴相器的参考频率信号相比较，以及鉴相器的输出在环路滤波器中被滤波，然后被提供给VCO。
25．按照权利要求24的方法，其特征在于，其中所述预定频率信号从所述第二LO信号中得出。
26．按照权利要求24的方法，其特征在于，其中所述预定频率信号和所述参考频率信号中的每个信号都从移动台的参考频率发生器得出。
27．按照权利要求23的方法，其特征在于，其中所述按比例倍/分频步骤包括分频。
28．按照权利要求23的方法，其特征在于，其中所述按比例倍/分频步骤包括倍频。
29．按照权利要求23的方法，其特征在于，其中所述数据信号包括代表语音信号的同相(I)和异相(Q)调制波形。
30．按照权利要求23的方法，其特征在于，其中所述接收信号是在810-828MHz范围内，所述发射信号是在940-958MHz范围内，以及其中所述接收和发射信号的中心频率间隔130MHz。
31．按照权利要求23的方法，其特征在于，其中所述接收信号是在870-885MHz范围内，所述发射信号是在925-940MHz范围内，以及其中所述接收和发射信号的中心频率间隔55MHz。
32．按照权利要求23的移动台，其特征在于，其中所述接收和发射信号是在按照个人数字蜂窝(PDC)标准所规定的第一或第二RF频段中。
33．包括主信道合成器的移动台，所述主信道合成器包括压控振荡器(VCO)，用于产生本地振荡器(LO)信号；混频装置，用于把所述LO信号与一个预定频率的信号相组合，以产生具有比所述LO信号更低频率的信号；可编程分频器，用于把所述较低频率信号的频率进行分频；鉴相器，用于把所述分频器的输出与参考频率信号相比较以及用于根据所述比较结果产生调谐信号给所述VCO；以及设在所述VCO输入端的滤波器，用于对所述调谐信号进行滤波。
34．按照权利要求33的移动台，其特征在于，其中所述混频装置包括混频器和滤波器。
35．按照权利要求33的移动台，其特征在于，其中所述预定频率信号从所述移动台中的辅助合成器得出。
36．按照权利要求33的移动台，其特征在于，其中所述预定频率信号和所述参考频率信号中的每个信号都从移动台中的参考频率发生器得出。
全文摘要
本发明总体上提供了用于在移动台的频率合成器中减小其稳定时间和/或改进噪声性能的低成本机构。在一个实施例中(图7),本发明消除了必须能在两个不同的频段工作(其特征为不同的发射－接收(TX－RX)信道间隔)的移动台(100)(图6)中使用两个发送偏移合成器(44和52)(图5)的需要。按照本发明,这些发送偏移合成器(44和52)中的一个或两个发送偏移合成器可通过下列方法而被取消,即从移动台(100)的辅助合成器(38)通过相对较简单的和廉价的按比例倍/分频电路(例如分频器或倍频器)得出适当的发送偏移信号,或当移动台(100)在发射和接收之间切换时,使用快速稳定的主信道合成器(140)分别在两个不同频率之间“跳跃”。
文档编号H03D7/00GK1236502SQ97199464
公开日1999年11月24日 申请日期1997年11月3日 优先权日1996年11月6日
发明者F·T·隆巴尔迪 申请人:艾利森公司