专利名称：前馈放大器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于将失真元件线性化的前馈电路配置(arrangement)。具体地说，该失真元件可以是总称之为前馈放大器的放大器。
在一理想系统中，线性放大器其整个动态范围具有均匀的增益，以便该放大器输出信号是输入信号的准确放大的变型信号(version)。然而实际上所有的线性放大器呈现为例如幅值和相位失真的不理想特性，这是不希望产生的并可能严重恶化系统的特性。放大器的这种非线性的一种作用是产生等于整数倍的输入频率分量的和与差的输出频率分量。这种作用称为互调失真(IMD)，并且在设计用于宽带系统中的大功率射频(RF)放大器中是特别不希望的。例如，由于将按跨越TDMA频带的固定频率间隔产生的TDMA信道信号幅值放大，在TDMA蜂窝系统中的宽带放大器将会产生符合当时帧的(coincidant active frames)各种互调的产物。
为了克服上述与线性放大器相关的失真问题，已经研究了很多线性化技术。这些线性化技术的其中一些按实时工作，计及了放大器非线性特性的随时间的变化。这些变化例如可以由放大器温度变化、放大器元件的老化、电源波动形成或者更具体地说由于输入载波的数量或功率的变化致使放大器工作点的变化所引起的。在宽频带当中，两个最通用的以RF为基础的线性化技术是前馈线性化和预失真线性化。
通常，预失真线性化的机构包含在放大器内不希望产生的失真过程之前，产生有准备地改变加到放大器上的较低电平的输入信号。具体地说，该机构按与由放大器产生的失真相反的方式将输入信号预失真，以此连续地使总的失真降到最小。因此，预失真器的转移特性尽可能紧密地接近放大器的转移特性的反相或互补函数。如果放大器是受压缩的，即增益在较高的功率电平下减小(tail off)，则预失真器通过相关地扩展输入信号补偿这种压缩。
前馈非线性机构依据生成代表由线性放大器引入的IMD产物的误差信号，并将这一信号发送以便与放大器的输出频谱结合，消除不希望产生的失真。为了抵消处理正确地操作，该机构需要在将与放大器的输出结合之前精确地调节误差信号的幅值和相位。为此，已知一种方法是在前馈机构中利用导频信号作为调节误差信号的幅值和相位。该导频信号是仿真产生的并叠加有放大器信号以形成已知幅值和频率的仿真“失真”分量。通过监测在放大器的校正的输出频谱中的这种仿真失真出现，可以测量在抵消处理中的误差并通过适当地调节误差信号的幅值和相位进行计算。
通过前馈机构根据所用放大器的类别和/或要放大的输入信号的形式产生不同类变型的导频信号。例如，在扩展频谱系统中，可以选择导频信号，使其频率范围与该扩展频谱输入信号相对应。对比起来，在TDMA系统中，可以选择导频信号，使其例如根据信道宽度和信号的信道间隔，与输入信号频谱的间隙相配合。通常在频率合成器中产生适当的导频信号，频率合成器需要控制并增加了前馈机构复杂性。
根据本发明的第一个方面，提供一种用于将失真元件线性化的前馈电路配置，该前馈电路配置具有误差校正装置，在其中将一来自失真元件输入端的基准信号与失真元件的输出信号比较，以产生第一校正输出信号，基准信号与输出信号组合以产生校正输出信号，及其中将一导频信号注入到失真元件的路径中，以便连同失真元件输出信号一起利用误差校正装置进行处理，通过与导频信号比较监测在经校正的输出信号中导频信号的出现，从而产生第二校正输出信号，其特征在于，导频信号由失真元件输入信号或其它等效信号导出。
根据本发明的前馈电路配置具有的一个优点是，直接从输入信号中得到关于导频信号的相关信息。因此，该电路配置无需为了产生适当的导频信号必须具有现有关于输入信号的变型信号、信道间隔或带宽。因此可以制造一般的硬件以实施前馈电路配置，例如为可以在各种频带或系统中采用的专用集成电路(ASIC)。
根据本发明的前馈电路配置具有的另一个优点是，其无需任何上变频合成器，这些上变频合成器通常需要产生和检测用于失真元件在正确频带内的导频信号。导频信号可以自动地集中在频谱中的一个需要得到最大收益的其中出现输入信号的区域。例如，如果输入信号集中在指定的工作频带的较低半部，则使用在频带内的该部分，前馈电路配置会自动地达到最佳。对比起来，在先技术的解决方案中，在频带内的预定部分达到最佳，例如对于以扩展频谱为基准的导频信号为整个频带。
根据本发明的前馈电路配置具有的另一个优点是，导频信号的带宽可以自动地与输入信号的带宽相关。按照这种方式，导频信号的能量可以集中在所需的该频谱中的区域，而不会扩展到该区域之外。因而，无需(通过滤波或其它措施)去除任何出现在该频带外侧的导频信号，这可导致降低系统的成本。
在根据本发明的第一个方面的实施例中，通过利用一调制信号调制输入信号导出导频信号。另外，可以按照输入信号的三次或更高次分量导出导频信号。在导频信号中的输入信号适当衰减。
在一优选实施例中，在将导频信号注入到失真元件的路径中之前，通过将导频信号与来自本地振荡器的较低频率音频(tone)信号混频，将频率偏移(offset)施加到导频信号上。
最好，失真元件包含一例如为宽带射频功率放大器的放大器。
误差校正装置可以包含一装置，用于根据包含在第二误差校正信号中的信息调节第一误差校正信号，以及该调节装置，其可以启用调节第一误差校正信号的幅值和相位。因此，该调节装置可以包含一可变移相器和可变衰减器，或者其可以包含一同相位调节装置和正交相位调节装置。
可以提供前馈电路配置用于双前馈校正，因此，前馈电路配置具有独立于第一误差校正装置的第二误差校正装置，其产生用于与失真元件输出信号组合的第三误差校正信号，以便进一步校正输出信号，以及其中将第二误差校正信号注入到失真元件的路径中，通过与第二导频信号比较监测在进一步校正的输出信号中的第二导频信号出现，以便产生第四误差校正信号，其中第二导频信号也由失真元件输入信号导出。
根据本发明的第二个方面，提供一种用于将失真元件线性化的方法，其包含比较步骤，在其中将一来自失真元件输入端的基准信号与失真元件的输出信号比较，以产生第一误差校正信号；组合步骤，在其中将第一误差校正信号与该输出信号组合，以产生校正输出信号；以及注入步骤，在其中将一导频信号注入到失真元件的路径中，以便连同失真元件输出信号一起，利用比较步骤进行处理，通过与导频信号比较监测在经校正的输出信号中导频信号的出现，从而产生第二校正输出信号，其特征在于，导频信号由失真元件输入信号或任何等效信号导出。
根据本发明的第三个方面，提供一种用于校正失真元件中产生的失真的装置，包含比较装置，用于将失真元件的校正输入和输出相耦合，用于将来自输入端的信号与来自输出端的信号相比较以产生误差信号；校正装置，连接到比较装置，用于调节误差信号以产生校正信号，该校正信号与失真元件输出信号组合以产生校正输出信号；一装置，用于由失真元件输入信号导出导频信号，该失真信号是输入出信号中的三次或更高次的分量；控制装置，用于将校正的输出信号与导频信号相比较，从而产生一控制在校正装置中的误差信号的调节的控制信号。
根据本发明的第四个方面，提供一种用于校正失真元件的输出端产生的失真的方法，包含比较步骤，在其中将一来自失真元件输入端的信号与失真元件的输出端的信号比较，以产生误差信号，调节该误差信号以产生校正信号，该校正信号与该失真元件的输出信号组合，以产生校正输出信号，由失真元件输入信号导出导频信号，该导频信号是输入信号中的三次或更高次的分量；以及将该校正输出信号与导频信号相比较，以产生一控制在校正装置中的校正信号的调节的控制信号。
通过如下的介绍将会使本发明的其它特征和优点变得更明显。
下面参照附图以举例的方式介绍本发明的各实施例。
图1是前馈放大器的方块示意图；图2是根据本发明的前馈放大器的方块示意图；图3是用于图2中所示镜像抑制混频器的电路配置的方块示意图；图4是用于控制图1和2中所示误差信号产生的电路的方块示意图；图5是图2中所示前馈放大器的一种改进形式的方块示意图；图6是是图2中所示前馈放大器的另一种改进形式的方块示意图；图7是另一种前馈放大器的方块示意图；图8是一电路的方块示意图，该电路用于产生适用在控制图2、5、6和7中所示前馈放大器中的三次失真分量；图9是适用在图8中所示电路中的反馈控制电路的方块示意图；图10是适用在图8所示电路中利用数字信号处理技术的增强反馈控制电路的方块示意图；图11是一电路的方块示意图，该电路用于产生适用在图6中所示前馈放大器中的三次和四次失真分量；图12是另一电路的方块示意图，该电路用于产生适用在图6中所示前馈放大器中的三次和五次失真分量；
图13是另一电路的方块示意图，该电路根据图11中所示电路用于产生五次失真分量并包含反馈控制电路；图14是一电路的方块示意图，该电路根据图8和13中所示电路用于产生三次和五次失真分量并包含反馈控制电路；图15是根据图10中所示电路用在图14中所示电路的反馈控制电路的方块示意图；图16是电路的方块示意图，该电路用于产生三次、五次和七次失真分量；图17a、17b、17c、17d、17e和17f是关于在图1到16所示各电路的各点使用过程中产生的信号频谱图。
基本的前馈放大器图1是用于将放大器100线性化的前馈电路配置800的方块示意图。放大器100的具体类变型对于前馈电路配置800的工作并不重要，其范围可以从简单的放大器到复合的或内部控制的放大器。前馈电路配置800连接到放大器的输入端，用于接收输入到放大器的输入信号，并连接到放大器的输出端，用于接收从放大器输出的信号。
前馈电路配置800具有一用于接收需放大的射频(RF)输入信号的输入端。利用分离器(spliter)805将这一RF信号分送到主放大器路径810和基准(信号)路径815。输入到主放大器路径810的RF信号馈送到放大器100的输入端，以及放大器100其后的输出端提供输入信号连同失真分量的线性放大的变型信号。输入到基准(信号)路径815的RF信号包含与输入到放大器100的信号相同的信息，并因此能够代表放大器输入信号。
利用定向耦合器(directional coupler)820对从该放大器输出的信号进行采样，以形成代表放大器输出信号的较低幅值变型信号。采样信号提供到减法器825的非反相输入端。经过时间延迟元件830向减法器825的第二反相输入端提供基准信号，以保证和采样信号重合。减法器825从采样信号中减去代表放大器输入信号的基准信号，该基准信号代表放大器输出信号。这种减法处理抵消了在采样信号中的输入信号的线性放大变型信号，以便根据采样信号提供一仅包含互调分量的输出信号。因此，减法处理等效于将放大器输出与放大器输入比较，以检测是否已由放大器引起失真。实际上，减法处理检测在主放大器路径810中产生的任何失真，路径810是在分离器805和定向耦合器820之间限定的路径，路径810在这一实例中仅包含放大器100。减法器825的输出信号代表由放大器产生的失真，并可以称为误差信号。
利用可变衰减器835和可变移相器840分别调节误差信号的幅值和相位，接着由固定增益的RF放大器845放大，以形成一校正信号馈送到定向耦合器855。同时，将包含不希望产生的失真分量的放大器输出信号经过适当的时间延迟元件850提供到定向耦合器855的第二输入端。定向耦合器的作用是一加法器，用于将校正信号和放大器输出信号相加。调节误差信号的幅值和相位以保证将抵消信号设置在正确的电平，其相位与放大器输出信号相差180度，以便最大限度地消除在放大器输出信号中的不希望产生的失真分量。来自前馈放大器的合成的输出信号是含有最小的失真线性放大RF变型信号。
具有导频信号的前馈放大器图2是经改进的图1所示的前馈放大器的方块示意图，其包含一导频音频控制机构。图2还包含一些说明在各信号路径中的前馈放大器对于二个音频RF输入信号的响应特性的频谱。导频音频控制机构改进了对于前馈放大器的控制，其工作情况如下。第二分离器860将RF输入信号作为第一分离器805的输出提供的输入信号分送到导频信号路径865。与基准(信号)路径一样，输入到导频信号路径865的信号包含与输入到放大器100的信号相同的信息，并因此可以认为代表放大器输入信号。分离器860的位置可以改变，不会影响提供到导频信号路径865的信号的信息内容。例如，分离器860可以位于在分离器805之前，或者可以位于在基准(信号)路径815中。
输入到导频信号路径的信号馈送到导频信号处理器870，导频信号处理器870根据RF信号产生RF信号输出。在导频信号处理器中采用的处理技术可以例如随系统总体技术条件改变。然而，对于所有的各种处理技术，一个公共的特征是，按某种方式由RF输入信号导出合成导频信号。另一个对于所有的处理技术可以是公共的特征是，合成导频信号在RF信号范围内是各不相同的或独特的，即处理根据RF输入信号去相关导频信号。在图2中，导频信号处理器根据RF输入信号导出带内的三次失真分量。下面更详细地讨论各种不同的处理技术。
根据RF输入信号导出的和从导频信号处理器输出的三次导频信号由分离器875分送进两个路径。一个路径880将导频信号注入到主放大器路径810，另一个路径885用于检测在经校正的放大器输出中导频信号的出现。在该注入路径中的导频信号按照一相对小的频率fAF(例如1千赫)进行频率偏移。通过将导频信号与来自音频振荡器的音频信号fAF相混频，在镜像抑制混频器890产生这种频率偏移或平移。AF振荡器895在数字信号处理器950的数字域工作，并经过一数/模转换器(未表示)提供音频信号fAF。形成的导频信号等效于原来的导频信号，但经频移。AF振荡器不一定位于在该DSP中，可以另外例如是模拟振荡器。
位置邻近放大器100输出端的定向耦合器900用于将频率偏移的导频信号注入到主放大器路径810。另外，频率偏移的导频信号可以利用定向耦合器905注入到或加入到邻近放大器100输入端的主放大器路径810(在图中用虚线表示)。利用频率偏移对于按照RF信号的三次分量(即放大器输入)导出是特别有益的，因为它们由放大器900产生的相似的三次失真分量偏移。
在前馈电路配置中，在减法器825中进行的减法处理不能在主放大器路径产生的失真和有意注入到主放大器路径的导频信号之间进行区分。在定向耦合器820中对这些导频信号连同放大器输出进行采样，并作为失真利用前馈误差校正法进行处理。因此，误差信号将包含代表在通过定向耦合器820的信号中的导频信号能量的电平(level)。在可变衰减器835和可变移相器840中的这些分量的调节导致校正信号试图消除在定向耦合器855中的导频信号能量(energy)。
导频信号能量消除的程度指示了放大器输出中不希望产生的失真信号消除的程度。因此，随之经正确调节的前馈放大器在其输出中将比不良调节的前馈放大器产生较少残留的导频信号。通过将在前馈放大器输出中的残留导频信号能量降到最少，前馈电路配置的整体性能可以实现最佳。
通过利用反馈回路，图2中所示的前馈放大器其工作时残留导频信号能量降到最小。这种反馈回路根据检测在前馈放大器输出中出现的残留导频信号产生误差校正信号。该误差校正信号反馈，以分别利用可变衰减器835和可变移相器840控制对误差信号幅值和相位的调节。
由定向耦合器910在前馈放大器输出频谱进行采样并馈送到混频器915。混频器的第二输入端接收来自路径885的未偏移导频信号，该信号可称为基准信号。混频器对于两个输出进行校正处理，以产生一包含关于基准信号与包含在输出频谱采样中的残留导频信号重叠的信息。因为残留导频信号将基准导频信号偏移了频率fAF，来自相关处理的相关信息将是按这一频率fAF的反馈信号。反馈信号的幅值和相位代表关于抵消在定向耦合器855中的导频信号的信息。如没有使用镜像抑制混频器890，在反馈信号中的相位信息将丢失，原因是反馈信号应是包含根据较高和较低频率镜像(image)的相关信号的复合信号，该相关信号会破坏出现的相位信息。
在音频频带滤波器920中对该包含所需反馈信号的相关信号进行滤波以便衰减不希望产生的相关信号分量。然后将滤波器920的输出经过一模/数转换器(未表示)馈送到位于在数字信号处理器(DSP)中的正交混频器930和935的输入端。
固定音频频率(AF)振荡器895在数字信号处理器(DSP)950的数字域中工作，向一相位正交处理元件925提供频率为fAF的音频信号，相位正交处理元件925工作又向混频器930的第二输入端提供音频信号的同相变型信号，向混频器935的第二输入端提供音频信号的正交相位变型信号。混频器930的输出除了不希望产生的频率分量以外，还包含代表反馈校正信号在音频信号的同相变型信号上的投影(projection)的DC(直流)信号。与之对比，混频器935的输出除了不希望产生的频率分量以外，还包含代表反馈校正信号在音频信号的正交相位变型信号上的投影的DC信号。利用积分器940和945去除来自混频器930和935的不希望产生的频率分量，产生两个平滑的DC控制信号，用于分别控制可变衰减器835和可变移相器840。来自混频器930和935的DC信号将按照该反馈回路调节反馈信号的幅值和相位变化，以便将在输出频谱中的导频信号能量降到最小。反馈回路最终达到一种稳定状态，因此，导频信号与该最小值的偏差将导致对误差信号的相应调节以抵消该变化。
应当指出，数字信号处理器和模数转换器理论上适于处理音频信号，因此可以精确地处理音频频率为fAF的所需反馈信号分量。数字正交混频器930和935将相关信号和来自固定AF振荡器895的AF音频信号混频，以便将也为音频频率的所需反馈信号变换为两个独立的DC控制信号。这一偏移频率机构不受在模拟域中产生的即来自混频器915或带通滤波器920的寄生(spurious)DC信号影响。可能有害的DC信号经过模/数转换器(未表示)输入到数字信号处理器，但是立即由数字混频器930和935变换为音频信号频率fAF并接着在积分器940和945中被抵消。因为数字混频器930和935及积分器940和945全都工作在数字信号处理器(DSP)的数字域，它们及有经历它们的模拟对应量例如由于温度或电源波动产生的漏泄信号或寄生DC偏移的问题。因此，该系统能克服温度、信号电平变化或老化的影响，是稳定的。
镜像抑制混频器镜像抑制混频器890可以利用各种技术提供。然而，很多这些技术是复杂的，例如一些需要利用RF和多音频本地振荡器的正交网络。
图3表示用于图2中所示前馈电路配置中的镜像抑制混频器的一优选实施例。利用分离器955将在注入路径880中的导频信号分离并向两个分离的路径馈送到两个正交混频器960和965。向混频器960和965的第二输入端分别馈送有同相和正交相位的音频fAF音频信号。最后，将正交混频器960和965的输出在正交相位加法器970中组合。这可以表示为在正交混频器965中产生的低频镜像相对于在正交混频器960中产生的低频镜像具有90度的滞后。因此，当将这两个镜像在正交相位加法器970中组合时，它们彼此加强。与之对比，在正交混频器965中产生的较高频率镜像相对于在正交混频器960中产生的较高频率镜像相位领先90度。因此，当将这两个镜像在正交相位加法器970中组合时，它们彼此抵消。换句话说，较高频率的镜像被抵消。
在DSP 950中利用数字正交相位处理元件975产生同相和正交相位变型信号的音频音频信号fAF。这样具有的优点是提供接近优选的音频正交信号。还具有的优点是可以用软件细微地调节数字正交相位处理元件975，以计算在模拟正交混频器960和965中的任何误差缺陷(imperfection)，以及特别是在宽带射频(RF)信号执行正交相位移的正交相位加法器970的任何误差缺陷。在起始校准操作过程中可以进行这种细微调节。
误差回路控制再次参照图1，在减法器825中依据符合正确相位关系的基准信号和采样信号进行减法处理，以保证对在误差信号中输入信号的能量适当地抵消。实际上，通过适当地控制放大器输入信号或基准信号的幅值和相位实现这一点。还可以控制放大器输出信号或来自定向耦合器820的信号的幅值和相位。
图4是一电路的方块示意图，该电路用于控制放大器输入信号的幅值和相位，以便最大限度地抵消在误差信号中的输入信号的能量。先前参照图3介绍的镜像抑制混频器从分离器980接收来自基准路径815的时间延迟的RF输入信号，并向混频器985提供频率偏移变型信号的RF输入信号。使误差信号与基准信号相关，以便提供一包含代表在误差信号中剩余输入信号的能量的幅值和相位的信号的相关输出。这一信号是按偏移频率的音频信号，以及通过DSP处理，以利用与参照图2中的导频信号介绍的那些技术相似的技术控制放大器输入信号的幅值和相位。这种电路的优点是其无需RF频率合成器，同时保持了优于模拟等效物的基于DSP的误差信号的检测。
改进的前馈放大器图5是图2中所示前馈放大器的一种改进形式的方块示意图。一种改进方案是利用正交混频器990和995来提供对于误差信号幅值和相位的控制。混频器930和935接收不同正交变型信号的音频音频信号并且进行工作以控制在误差信号调节的正交信道中的混频器990和在误差信号调节的同相信道中的混频器995。
图2中所示前馈放大器的另一种改进方案包含用于消除由在反馈回路中的定向耦合器910采样的某些主信号的能量的电路。这样是有利的，因为其消除了不希望产生的寄生相关信号，虽然理论上并不重要，但其可使控制系统性能的基本动态范围受到限制。因此，最好利用图5中所示的自动控制机构尽可能多地消除这种主信号能量。
自动控制机构的工作情况如下。分离器(或耦合器)得到一输入到前馈放大器的RF信号的采样。这一信号被分离，一部分在使用之前受到增益和相位控制，以便抵消出现在采样的前馈放大器输出频谱中主信号的能量。另一部分在与输出信号采样相关之前，在主信号进行减法之后，利用镜像抑制混频器和在音频频率振荡器中产生的DSP，进行小的频率平移。合成相关信号包含带有关于在输出采样中出现的剩余(未抵消)主信号的能量的幅值和相位的信息的音频信号。然后检测在I和Q分量中的该信号音频，以导出用于控制主信号抵消处理的元件的增益和相位控制信号。该机构能将在输出信号采样中的主信号分量最小化，并因此改善了在混频器915中的导频相关混频器的动态范围。
双前馈控制先前参照图1到5介绍前馈的技术可以扩展到采用双前馈校正系统的导频控制方案，或者通过利用用于每一校正的相同导频信号，或者通过利用用于第二校正的第二导频信号。第二导频信号可以采用由输入信号导出的更高次的例如五次或七次失真，或者来自以DSP为基础的振荡器的不同的偏移频率，或者两者的结合。
在图6的方块示意图中表示一种系统的实例，该系统利用在两个导频信号中单一的偏移频率和不同次的失真分量。其工作原理与先前介绍的相似，对于两个前馈处理提供单独的控制。图6中的前馈放大器是根据图2中的前馈放大器的一种改进变型，并包含第二前馈机构。分离器705向包含的第二导频信号处理器710的第二导频信号路径馈送RF输入信号。这一处理器根据RF输入信号按照五次失真信号导出第二导频信号，以及由分离器705将这一第二导频信号分入两个路径。一个路径将第二导频信号注入到主放大器路径，另一个路径用于检测在经校正的放大器输出中的第二导频信号的出现。
分离器805将RF输入信号馈送到第二基准路径720。输入到第二基准路径720的RF输入信号包含与输入到放大器100相同的信息，并因此可以认为代表了放大器输入信号。
利用在第一前馈机构中的定向耦合器910对来自放大器100的校正的输出信号采样，以形成用于检测剩余第一导频信号的信号。然而这一采样信号还经过分离器725提供到第二前馈机构中的减法器730的非反相输入端。减法器730的第二反相输入端经时间延迟元件735提供有第二基准信号，以保证和采样信号重合。在减法器730中进行的减法处理等效于在减法器875中进行的减法处理，以及合成第二误差信号代表了保留在经校正的输出信号中的由放大器产生的剩余失真。
利用可变衰减器740和可变移相器745分别对第二误差信号的幅值和相位进行调节，接着利用固定增益的RF放大器750进行放大，以便形成第二校正信号，该第二校正信号馈送到定向耦合器755。仍然包含的不希望产生的剩余失真分量放大器的校正输出信号经过适当的时间延迟元件760提供到定向耦合器的第二输入端。定向耦合器的作用是进一步抵消包含在校正的输出信号中的不希望产生的失真分量。
反过来讨论在注入路径中的第二导频信号，这一信号利用镜像抑制混频器765平移一为相对小的频率fAF(例如1千赫)的频率。位置邻近放大器100的输出端的定向耦合器770用于将第二导频信号注入到主放大器路径。第二导频信号还可以注入到或相加到邻近放大器100输入端的主放大器路径810，或者甚至在主放大器路径中的分离器805和定向耦合器910之间的任何部位。用于注入第二导频信号的特别有用的位置是在定向耦合器820之后，以便使第二导频音频信号对第一误差信号产生的影响降到最小。
很明显，双前馈机构还可以结合早期讨论的前馈技术，例如在图5中所示的主信号去除(removal)技术。
方向检测和控制在图7中表示图2中所示前馈机构结合在图1中所示机构的一种变更方案。在放大器100中产生的主(main)失真是互调失真(IMD)，其主要形成该出现在放大器输出信号中的RF输入信号的三次分量。因此单独由放大器RF输入导出的纯失真信号三次分量可以用于直接检测在经校正的输出中的不希望产生的剩余的失真信号。这种检测过程连同与在图2中所示的电路中使用的相似的偏移频率控制技术一起，包含在图7中所示的电路中。
该电路依赖于在混频器915中在导出的频率偏移三次失真分量和在经校正的输出信号中的三次IMD失真分量之间的良好的相关性。因此在经校正的输出信号中的主信号能量和RF输入能量的相关性应当保持得尽可能低，该RF输入能量可能漏泄到导出的三次失真分量中。通过利用先前参照图5介绍的技术，抑制在经校正的输出信号中的采样中的主信号能量可以实现这一点。三次失真信号中的RF输入能量也应当按照所述方式降到最小。
这种机构优于图2中所示导频机构的一个优点是在主放大器路径中有一个较小的耦合器，从而能降低信号损失并因此提高了放大器的效率。
这种机构的另一个优点是不向主放大器路径添加可能与主信号干扰的附加信号，并且其需要去除误差放大器功率和需要注入该注入放大器功率。
在导频信号处理器中导出导频信号在图2、3,5和6中，导频信号处理器870是按照三次非线性发生器实现的，其根据输入信号导出带内的三次分量。然而，倘若导频信号形成是独特的或与RF输入信号不同，可以根据输入信号按照很多方式导出导频信号。因此另外实现的导频信号处理器870可以是一个调制器，其利用已知的或预定的调制信号调制输入信号。该调制方案可以是幅值、频率和相位调制，该已知调制信号可以是固定的音频信号或一伪随机序列信号。
下面将参照在图8到16中所示的方块示意图介绍导频信号处理器，该导频信号处理器导出RF输入信号的三次或五次分量，用于在图2、3、5和6中所示的前馈电路配置中。
图11是一电路的方块示意图，该电路用于产生三次失真分量。输入到该电路中的RF输入信号利用分离器405分送到3个通路。然后其中一个RF信号经过定向耦合器415馈送到混频器或乘法器410的第一输入端。定向耦合器415对经过衰减器420馈送到混频器410的第二输入端的RF信号部分采样。通过将相同RF输入信号的两种变型(version)信号的混频，混频器410的输出理想情况下产生平方的RF信号，其包含在DC区中的频率即为低频的分量，以及在第一谐波区中的频率即为原频率两倍的分量。平方的RF信号的频谱表示在图17e中。
然后从混频器410输出的平方的RF信号经过衰减器430和DC注入总加器435馈送到混频器425的第一输入端。来自分离器的另一RF输入信号形成混频器425的第二输入，并可以经过包含时间延迟元件(未表示)的路径400提供，以保证两个混频器输入信号同相。通过将平方的RF信号和原来RF输入信号混频，理想情况下混频器425产生纯三次信号。三次RF信号的频谱表示在图17f中(在滤波以消除DC区、谐波和三次谐波分量之后)。
三次RF信号理想情况下应当仅由输入RF信号能量组成，加上带内三次分量。然而，实际上，带内失真的其它更高次分量连同比根据理论分析预期的更大的输入能量也将出现在混频器425的输出端。选择衰减器420和430的衰减值以及耦合器415的耦合系数，以便使该类变型的混频器410和425的性能最佳。最佳性能是在将由通过混频器漏泄引起的不希望产生的信号能量降到最小和由混频器410和425非理想的性能引起的更高次带内失真降到最小之间的折衷平衡。在一具有0 dB mRF输入信号电平和以标准Gilbert-cell为基础的实现硅IC混频器的电路中，在“LO”、“RF”或“IF”驱动电平之间的差在每种情况下通常处在的20dB量级。
在图8中所示的三次失真信号发生器电路的一种改进变型信号(未表示)中，在输入到混频器425之前，将从混频器410输出的平方的RF信号滤波。这样就能够或者利用低通滤波器选择平方的RF信号的DC区频率分量，或者利用高通滤波器选择平方的RF信号的二次谐波区频率分量。然而，每一选择方案具有自己的特定效益，当与下面介绍的以DC为基础的音频排除机构结合使用时，两个方案便利地衰减输出端的输入音频能量。
在低通滤波器类型的情况下，实际上选择DC区在增益和相位平直度方面能比二次谐波区提供更好效应的响应，以及因此，在两个三次失真分量之间形成更好的相关性(coherence)，如图17b中所示。虽然二次谐波区变型信号的增益和相位平直度受电路元件的高频响应的影响，这种益处是产生一其中输入音频电平处在与三次失真分量相似的电平的输出频谱，没有附加校正。
为了改进对三次分量产生的控制，最好尽可能地去除在输出中出现的音频输入能量。参照图8中所示的电路，通过将DC信号按照适当的电平经过加法器435注入到平方的RF信号上，使得当与RF输入信号混频时，抵消在电路输出端的输入能量。图8中所示的DC信号注入的位置是优选的，因为输入到混频器410的RF信号的电平相对高，并且已知高度的确定性。虽然效率较低和可预知性较低，然而通过在失真发生电路的其它位置注入一DC信号，仍然可以实现输入能量的相同抵消作用。例如，用于注入DC信号的另一个位置可以引入到向混频器425传输RF输入信号的路径440。然后DC信号确定由于通过混频器410的漏泄形成的、出现在平方的RF信号中的寄生RF输入信号的漏泄。也可以在导致混频器410的信号路径中注入DC信号。
不过可以将DC信号电平设定，以便最大限度地抵消在产生失真的电路的输出中的输入信号能量，在该电路中由于例如各种电路元件温度变化、电路元件的老化、电源电压非预期的变化以及输入信号电平变化的结果将产生各种信号的波动和漂移。因此，产生失真的电路包含自动控制机构445，用于起始化、维持和控制DC信号在正确的电平上，以便最大限度地抵消输入信号的能量。该自动控制机构利用反馈原理工作。由分离器405对产生失真的电路的输出采样，并馈送到自动控制机构的输入端。自动控制机构的第二输入端最好经过时间延迟元件(未表示)接收来自分离器405的RF输入信号，作为关于RF输入信号的基准信号。自动控制机构将来自输出端的采样和RF基准信号相比较，并作为输出提供取决于在输出的采样中的检测的RF输入信号能量电平的DC信号电平。
图9表示自动控制机构的一种实施方案，其中检测用混频器在一输入端接收输出信号的采样，在另一输入端接收基准输入信号。检测用混频器输出信号包含分布在一频率范围的分量。然而，检测用混频器所关注的输出是一DC信号分量，其能实现对该输出中的与基准输入信号重叠的不希望产生的输入信号能量的测量。通过在积分器460中将该输出积分，这一DC输出与在检测用混频器输出中的其它信号分量隔离。积分器的时间常数大到足以去除不希望产生的非DC信号分量，但小到足以在反馈中形成毫秒级的响应。积分器的DC输出端提供用于注入到加法器435中的DC信号。
这种控制机构的缺点是检测用混频器和积分器可能产生成为超过的DC反馈控制信号的DC偏移信号。通常当抑制输入能量的电平处在10-15dB量级时会发生这种情况。可以利用更精密的混频器和积分器实现较低的DC偏移，抵消这种影响。然而，这种类变型的混频器和积分器往往很少并且较贵。
图10表示一种改进的自动控制机构，其结合偏移频率和数字信号处理(DSP)技术以消除上述的DC偏移问题。虽然该电路比图9中所示的电路更复杂，在一专用集成电路(ASIC)芯片上的非DSP元件的集成度意味着更高元件的数目不会明显地增加这种解决方案的成本。自动控制机构包含与图9中所示电路相同的两个输入端和一个输出端，且其工作情况如下。工作在数字信号处理器(DSP)470的数字域中的固定低频(LF)振荡器经过数/模转换器475向混频器480的输入端提供低频音频信号。该低频音频信号理想情况下为1到5千赫的音频fAF。混频器480的第二输入是由分离器450提供的如图8中所示的输出采样，并且包含比该低频音频信号相对较高的信号分量例如在500到2000兆赫之间。将输出采样和低频音频信号混频的作用是产生频率下移fLF的输出采样的镜像以及频率上移fLF的输出采样的镜像。利用高通滤波器485对混频器480的输出进行处理，选择高通滤波器485的截止频率，以使去除通过混频器480的漏泄的低频音频信号。然后将频率偏移输出采样馈送到检测用混频器490的输入端，同时，第二输入端接收基准RF输入信号。如图9中所示的机构，检测用混频器490在其输出端提供一包含分布在一频率范围的分量的信号。然而，在这种机构中是音频频率的信号分量fLF能测量在输出中的不希望产生的输入信号能量与基准输入信号的重叠。
在利用模/数转换器495将检测用混频器490的输出变换回数字信号处理(DSP)的数字域之后，信号馈送到数字混频器500。应当指出，数字信号处理器和模/数转换器理想情况下适于音频信号，因此可以精确地处理所需的音频频率fLF的信号分量。数字混频器500将混频器490的输出与来自固定低频的振荡器465的低频音频信号混频，以便将所需的音频频率信号也变换为DC信号。与在图9中所示的机构一样，通过在数字积分器505中将数字混频器的输出积分，这一DC信号与在检测用混频器中产生的其它信号分量隔离。然而，与图12中所示的机构不同，这种频率偏移机构不受在模拟域中即在混频器480、490、D/A 475、A/D 495以及高通滤波器485中产生的寄生DC信号的影响。可能有害的DC信号经过A/D 495输入到数字信号处理器，不过立即由数字混频器500变换为音频信号频率fLF，并接着在积分器505中抵消。由于数字混频器500和积分器505两者都工作在数字信号处理器(DSP)的数字域，它们不会产生由于温度或电源波动引起的它们的模拟对应量例如信号漏泄或产生寄生DC偏移的问题。由积分器输出的DC信号经过数/模转换器510提供DC信号，用于注入到图8中所示的加法器435。
图11和12是一电路的两个另外的实施例的方块示意图，该电路用于产生三次和五次失真分量，其根据适用在图8中所示三次分量发生电路的设计结构和基本工作原理。
在图14中所示的发生电路中，由分离器520将二次信号分送到第二路径515，以及由分离器530将三次信号分送到第二路径525。利用RF放大器535和衰减器540分别调节在第二路径515中的二次信号电平和在第二路径525中的三次信号电平。然后将经调节的二次信号和三次信号在混频器545中进行混频，以产生五次RF输出。将第二DC注入信号加到二次信号路径515，以便与在第二路径525中的三次信号混频。通过将第二DC信号调节到适当的电平，可以抵消三次信号，否则三次信号会出现在五次RF输出中。
在图12中所示的发生电路中，由分离器550将RF输入信号进一步分送到路径555和560，以及由分离器530将三次信号分送到第二路径525。由衰减器565和570将三次信号适当地衰减，再馈送到混频器575和580中。混频器575和580将在路径555和560中的三次信号与RF输入信号分别混频。第一混频器575的输出产生五次信号，第二混频器580的输出产生五次失真信号以供输出。
在图11中所示的发生电路中执行的各个模拟表明为了产生五次失真信号，可以不需要将第一DC信号注入到加法器435中。第三DC注入信号可以保证基本上抵消主信号能量和三次信号能量，仅留下所需的五次失真信号。去除第一和第二DC注入信号使得简化控制五次失真信号的发生，然而，这种解决方案的缺点是三次输出信号不再包含纯三次失真信号。
图13表示结合反馈控制机构的图11中所示电路，该反馈控制机构控制和维持将第二DC信号注入到加法器。除了将五次输出信号与从三次输出信号采样的基准信号比较以外，该反馈控制机构按与在三次信号发生电路中相似的方式工作。因此，DC反馈信号能保证测量在五次信号输出中的不希望产生的输入信号和三次信号能量的重叠。该反馈控制机构可以利用图9或10中所示反馈电路实现。
图14是表示带有组合控制的三次和五次失真信号发生电路的方块示意图。该电路是图8中所示三次信号发生电路和图13中所示五次信号发生电路的组合。用于这种电路的组合的反馈控制机构表示在图15中，其基于图10中所示偏移频率机构。
图16是表示一电路的方块示意图，该电路用于根据图11中所示五次信号发生电路的原理产生七次失真信号。将五次信号与二次信号组合以产生七次失真输出信号。
根据上述可以明显看出，在本发明的范围内可以进行各种改进。例如，产生AF和LF音频频率的两个DSP振荡器可以是产生单一音频的相同振荡器。
权利要求
1．一种前馈电路配置，用于将失真元件(100)线性化，该前馈电路配置具有误差校正装置(835,840,950)，在其中将一来自失真元件输入端的基准信号与失真元件的输出信号比较，以产生第一校正输出信号，基准信号与输出信号组合以产生校正输出信号，及其中将一导频信号(870)注入到(900,905)失真元件的路径中，以便连同失真元件输出信号一起利用误差校正装置校正进行处理，通过与导频信号比较，监测在经校正的输出信号中导频信号的出现，从而产生第二校正输出信号，其特征在于，导频信号由失真元件输入信号导出。
2．根据权利要求1所述的前馈电路配置，其中通过利用一调制信号调制输入信号导出导频信号。
3．根据权利要求1所述的前馈电路配置，其中按照输入信号中的三次(870)或更高次分量导出导频信号。
4．根据权利要求2或3所述的前馈电路配置，其中衰减导频信号中的输入信号。
5．根据前述权利要求中之一所述的前馈电路配置，其中在将该导频信号(870)注入到失真元件的路径中之前将一频率偏移施加到导频信号(890)。
6．根据权利要求5所述的前馈放大器电路配置，其中通过将导频信号与来自本地振荡器(895)的较低频率音频信号混频，将频率偏移施加到导频信号(890)。
7．根据前述权利要求中之一所述的前馈电路配置，其中失真元件包含一放大器(100)。
8．根据前述权利要求7所述的前馈电路配置，其中失真元件包含一宽带射频功率放大器(100)。
9．根据前述权利要求中之一所述的前馈电路配置，其中误差校正装置包含用于根据包含在第二误差校正信号中的信息调节第一误差校正信号的装置(835,840)。
10．根据前述权利要求9所述的前馈电路配置，其中调节装置能够调节第一误差校正信号的相位和幅值。
11．根据前述权利要求10所述的前馈电路配置，其中调节装置包含一可变移相器(840)和一可变衰减器(835)。
12．根据前述权利要求中之一所述的前馈电路配置，其中调节装置包含同相位调节装置(995)和正交相位调节装置(990)。
13．根据前述权利要求中之一所述的前馈电路配置，其中监测在输出信号中的导频信号包含使校正输出信号和导频信号相关。
14．根据前述权利要求中之一所述的前馈电路配置，其中监测在校正的输出信号中的导频信号包含由校正输出信号减去输入信号。
15．根据前述权利要求中之一所述的前馈放大器电路配置，其中监测在校正的输出信号中的导频信号包含使校正输出信号和较低频率音频信号相关。
16．根据前述权利要求中之一所述的前馈电路配置，其中由在失真元件之前的第一采样点(805)得到基准信号，由失真元件之后的第二采样点(820)的得到失真元件输出信号，以及将导频信号注入在第一和第二采样点之间。
17．根据前述权利要求中之一所述的前馈电路配置，其中该前馈电路配置具有独立于第一误差校正装置的第二误差校正装置(74,745)，第二误差校正装置产生第三误差校正信号，用于将与失真元件输出信号组合以便进一步校正输出信号，以及其中将第二导频信号注入到失真元件的路径中，通过与第二导频信号比较，监测在进一步校正的输出信号中第二导频信号的出现，从而产生第四误差校正输出信号，其中，第二导频信号也由失真元件输入信号导出。
18．根据前述权利要求中之一所述的前馈电路配置，还包含控制装置，在其中使第一误差校正信号与失真元件输入信号相关，以产生一相关信号，预先利用频率音频信号将第一误差校正信号或失真元件输入信号频率平移，以及其中通过在数字信号处理器中与频率音频信号比较处理该相关信号，以便产生一用于控制输入到失真元件的信号的输入信号或基准信号的控制信号。
19．一种用于将失真元件线性化的方法，包含比较步骤，在其中将一来自失真元件输入端的基准信号与失真元件的输出信号比较，以产生第一误差校正信号；组合步骤，在其中将第一误差校正信号与该输出信号组合，以产生校正输出信号；以及注入步骤，在其中将一导频信号注入到失真元件的路径中，以便连同失真元件输出信号一起利用比较步骤进行处理，通过与导频信号比较，监测在经校正的输出信号中导频信号的出现，从而产生第二校正输出信号，其特征在于，导频信号由失真元件输入信号导出。
20．一种用于校正失真元件(100)中产生的失真的装置，包含比较装置(825)用于将失真元件的校正输入(805)和输出(820)相耦合，用于将相来自输入端的信号与来自输出端的信号相比较以产生误差信号；校正装置(835,840)，连接到比较装置，用于调节误差信号以产生校正信号，该校正信号与失真元件输出信号组合以产生校正输出信号；装置(870)，用于由失真元件输入信号导出导频信号，该失真信号是输入信号中的三次或更高次分量；以及控制装置(915,950)，用于将校正输出信号与导频信号相比较，从而产生一控制在校正装置中的误差信号的调节的控制信号。
21．一种用于校正失真元件的输出端产生的失真的方法，包含比较步骤，在其中将一来自失真元件输入端的信号与失真元件的输出端的信号比较，以产生误差信号，调节该误差信号以产生校正信号，该校正信号与该失真元件的输出信号组合，以产生校正输出信号，由失真元件输入信号导出导频信号，该导频信号是输入信号中的三次或更高次分量；以及将该校正输出信号与导频信号相比较，以产生控制信号，控制在校正装置中的校正信号的调节。
全文摘要
一种前馈电路配置，用于将例如放大器的失真元件线性化。该电路配置具有产生误差校正信号的误差校正装置,将该误差校正信号与失真元件的输出信号组合,以产生经校正的输出信号。将一导频信号注入到失真元件的路径中,以便利用误差校正装置校正;并通过与导频信号比较,监测在经校正的输出信号中导频信号的出现,从而产生另一个校正输出信号以调节误差校正装置。导频信号便利地由失真元件输入信号导出。
文档编号H03F1/32GK1298570SQ9980543
公开日2001年6月6日 申请日期1999年3月8日 优先权日1998年3月6日
发明者彼得·肯宁顿 申请人:无线电系统国际有限公司