高通滤波器20，使得包括线路14上的信号的路径不再是高频路径，并且因而可以简单地称为校正路径。线路14上的信号是线路10上的参考信号的全谱，并且可以替代地被称作未经滤波的参考信号。
[0042]如图3中所示，反馈路径40将线性放大器24的输出端连接到减法器38的输入端，使得对线性放大器24的输入是校正路径中的线路14上的信号，其中移除了反馈上的信号。从线性放大器24的输出端取得的反馈路径40提供一个信号，从参考信号减去所述信号以导出校正信号。
[0043]路径14和40上的减法器38的输入端处的两个信号包括全谱信号。线性放大器24的输出端处的信号是全谱信号，并且线性放大器的供应电压的效率可以最大化。在图1和2的布置中，线性放大器的输出不是全谱信号，并且线性放大器24必需处理的峰-峰信号大于图3的布置中必需处理的峰-峰信号。因而，图3的反馈布置有利于改进效率，其中从组合器之前的线性放大器的输出端取得反馈。
[0044]图3的布置另外优选地包含用以解决三角形纹波电流的修改，由于切换模放大器22的切换，所述三角形纹波电流在图2的布置中在组合器26的电感器28a中流动。图2的布置中在电感器28a中流动的这个三角形纹波电流必须经由电容器30a通过线性放大器24的输出级分流，以免在组合器26的输出端处且因此在线路32上的调制器输出端上产生不希望的电压误差。随之发生的流过线性放大器24的输出端的纹波电流使其效率降低。
[0045]因而，图3另外展示一种优选布置，其中图2的频率组合器26适于包含额外电容器28c和电感器28b。电感器28a与28b之间的耦合系数的量值可以在O与I之间的范围内。电感器28b连接在切换模放大器22的输出端与电感器28a之间。电容器28c连接在电感器28a和28b的共用连接与电接地之间。
[0046]在这个修改的布置中，由于切换模放大器22引起的纹波电流现在在电感器28b中流动，并且现在经由电容器28c分流到接地。现在避免了与在电感器28a中流动和穿过线性输出级24的纹波电流相关联的损失。
[0047]图3中的另一修改是优选地在校正路径14中包含延迟匹配元件19。接着可以优选地使用包含线性放大器24的校正频率路径14中的延迟匹配元件19来补偿与低频路径中的切换模放大器22相关联的延迟。
[0048]LF路径切换模放大器22如图3中所示优选地实施为峰值电流模降压转换器，其是用于实施高带宽切换模电力供应器的一种已知的现有技术。
[0049]现在描述如图3中所说明的切换模放大器22的有利的实施方案。
[0050]如图3中所说明，切换模放大器22包含脉宽调制器(PWM) 50，其接收线路56上的控制信号，并且控制一对切换器52a和52b。切换器52a连接在供应电压与共用节点54之间，并且切换器52b连接在共用节点与电接地之间。供应电压通过电池提供，并且指示为Vbat。脉宽调制器50控制切换器52a和52b以依据线路56上的控制信号向组合器26提供低频路径输出。脉宽调制器和输出切换器的布置在所属领域中是已知的。
[0051]切换模放大器22包含内部电流控制反馈回路和外部电压控制反馈回路。
[0052]内部电流控制反馈回路通过感测切换器52a或切换器52b中的电流而直接或间接地感测电感器电流，并且提供到组合器61的反馈路径58。组合器61组合反馈路径58上的反馈信号与线路63上的补偿斜坡信号。组合器61的输出端提供对放大器59的反相输入端的输入。放大器59在其非反相输入端处接收来自放大器60的输出。放大器59产生线路56上的控制信号。
[0053]外部电压控制反馈回路提供从电感器28b的第二端子的电压反馈路径62，在所述第二端子处电感器28b连接到电感器28a和电容器28c。反馈路径62向放大器60的反相输入端提供反馈信号。放大器60在其非反相输入端接收线路16上的低频路径信号。
[0054]由于反馈路径58提供的内部电流反馈回路的动作，电感器28b的表现就像电流源。在这个内部电流反馈回路中在线路63上提供补偿斜坡，并且使用所述补偿斜坡来防止高工作循环下频率减半。
[0055]反馈路径62提供的外部电压反馈回路用来控制电感器28b、电感器28a和电容器28c的接面处的电压。
[0056]如图3中所说明的峰值电流模降压转换器总的来说如下操作。
[0057]低通滤波器18产生表示参考信号中的低频变化的信号。线路16上的这个信号于是包括用于降压切换器的脉冲信号的控制信号，所述降压切换器包括切换器52a和52b，所述降压切换器具有通过控制信号确定的工作循环，使得降压切换器的输出端处的电压追踪线路16上的信号，即参考信号中的低频变化。
[0058]然而，此外，通过内部反馈电流控制回路和外部反馈电压控制回路修改线路16上的这个控制信号。
[0059]外部反馈电压控制回路首先调整放大器60中的控制信号。控制信号(即低频参考信号)中移除了反馈路径62上的反馈信号。反馈路径62上的反馈电压表示低频路径的输出端处的电压，并且从线路16上的低频参考信号移除这个电压提供了一个信号，所述信号表不输出电压与参考电压之间的误差。
[0060]内部反馈控制回路其次调整放大器59中的控制信号。第二经调整的控制信号(从放大器59输出)中移除了反馈路径58上的信号。反馈路径58上的信号表示输出电流。
[0061]因而，已经参看图3陈述了一种可以在其中实施本发明的有利的架构。
[0062]从电感器28a朝向电容器28c和电感器28b看，图3的峰值电流模降压转换器切换模放大器22的输出阻抗在宽频率范围上是较低的，并且因此峰值电流模降压转换器切换模放大器22可以近似为电压源。在沿箭头71的方向看，图3中在虚线70指示的位置处将这个阻抗说明为阻抗ZM。
[0063]从电容器30a朝向线性放大器24看，图3的线性放大器24的输出阻抗由于反馈而类似地在线性放大器24的宽频率范围上是较低的。线性放大器因而也可以近似为电压源。在沿箭头73的方向看，图3中在虚线72指示的位置处将这个阻抗说明为阻抗Z,
[0064]因此，图3的系统可以近似为两个电压源和一个电感器-电容器组合器，由电感器28a和电容器30a提供，其为负载34馈送。
[0065]参看图4(a)和4(b)，说明近似图3的切换模放大器22和线性放大器24的电压源。切换模放大器22表示为电压源76，并且线性放大器24表示为电压源78。电压源76接收线路16上的低路径信号作为控制信号，并且产生到组合器26的切换电压。电压源78接收线路14上的校正路径信号作为控制信号，并且产生到组合器26的校正电压。
[0066]图4(a)表示压缩中的操作。如图4(a)中所说明，当形成负载的功率放大器在压缩中操作时，其可以近似为图3的电阻性负载34。
[0067]图4(b)表示压缩外的操作。当功率放大器在压缩之外操作时，其可以近似为图4(b)所示的电流源76。
[0068]当在压缩中操作时，电感器28a和电容器30a连同表示为电阻器74的功率放大器形成低Q谐振电路。当在压缩之外操作时，电感器28a和电容器30a连同表示为电流源76的功率放大器形成高Q谐振电路。
[0069]在图4(b)的情况下，对于压缩之外的操作，高Q谐振电路的这个谐振可能会在谐振频率下导致误追踪。
[0070]图5中说明谐振频率下的这个误追踪的后果。如图5中所说明，波形展现出不希望的低频调制，这在信号的基线中尤其可见。这表示由谐振产生的误追踪。本发明的目标是通过在压缩之外操作时减少谐振而减少误追踪。
[0071]图6展示根据本发明的一实施例的对图3的布置的修改，其控制这个谐振以解决所描述的问题。
[0072]组合器26具有低频组合元件(电感器28a)和高频组合元件(电容器30a)。如上文参看图5(a)和5(b)所述，组合器26的元件之间发生谐振。为了感测组合器26中的所述谐振，可以感测组合器的元件中的电流或组合器的元件的两端的电压。这个感测可以在组合器26的任一半中执行，即在高频组合元件中或在低频组合元件中执行。一旦感测到谐振，就可以使用反馈路径来控制到组合器的路径中的谐振。
[0073]如图6中所说明，在一个实施例中，因而在高频组合元件(电容器30a)两端连接差分放大器，并且差分放大器提供用于经布置以追踪参考信号中的低频变化的路径的校正信号。这表示优选的实施方案。
[0074]以此方式，感测到在电容器30a两端形成的电压。接着将这个电压的缩放和偏移的复本与切换模放大器22 (峰值电流模降压转换器)的电压误差放大器60的输出组合。在放大器80中实施缩放和偏移。
[0075]因而参看图6，差分放大器80具备在电容器30a两端连接的输入端。差分放大器80的输出端提供对组合器82的输入，组合器82接收电压误差放大器60的输出作为其另一个输入。组合器80组合差分放大器80的输出与放大器60的输出以提供对放大器58的非反相输入。
[0076]在替代的布置中，这个操作可以基于感测电感器28a两端的电压或电感器28a中的电流。在图7中说明这一点。<