转化为输出信号ν_+/;源极跟随器和反馈电容将输出信号 ν_+/反馈到共栅晶体管的输入端；源极跟随器采用NM0S/PM0S互补结构来获得低的二阶、 三阶扭曲分量，以减小对低噪放的非线性贡献；本发明通过采用有源交叉耦合反馈，获得有 良好的线性度；并且有源交叉耦合反馈的反馈隔离使得增益具备宽带特点，输入端采用双 极点谐振网络来取得宽带匹配，并且无电感器的负载级设计使得芯片面积减小，成本降低。
【附图说明】
[0018] 图1是传统的电容交叉耦合反馈低噪声放大器；
[0019] 图2是双电容交叉耦合反馈低噪声放大器；
[0020] 图3是本发明的一种线性化宽带低噪声放大器的结构图；
[0021] 图4是本发明的一种线性化宽带低噪声放大器的原理图；
[0022] 图5是本发明的一种线性化宽带低噪声放大器的增益、输入反射系数结果；
[0023] 图6是本发明的一种线性化宽带低噪声放大器的噪声结果曲线；
[0024] 图7是本发明的一种线性化宽带低噪声放大器的稳定性结果；
[0025] 图8是本发明的一种线性化宽带低噪声放大器的ΙΙΡ3结果。
【具体实施方式】
[0026] 为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对 本发明进行进一步详细说明。
[0027] 本发明的方案为：一种线性化宽带低噪声放大器，其结构如图3所示，该电路为左 右镜像对称结构，并且左右对称位置的元器件参数完全相同；左右两部分电路各自均包括 输入匹配级、共栅级、有源反馈级、以及负载级。
[0028] 如图3所示，左边电路连接具体为：第一输入端与第一输入匹配级的心。端相连，第 一输入匹配级的Di。端接地，第一输入匹配级的Bi。端与第一共栅级的An端相连，第一共栅 级的Bn端与第一输出端相连，第一共栅级的Dn端与第二输入匹配级的B2。端相连；第一负 载级的第一端与第一输出端相连，第一负载级的第二端接电源VDD，第一有源反馈级的A12端 接电源VDD，第一有源反馈级的B12端与第一输出端相连，第一有源反馈级的E12端与第二输 入匹配级的B2。端相连，第一有源反馈级的D12端接地。
[0029] 如图3所示右边电路连接具体为：第二输入端与第二输入匹配级的A2。端相连，第 二输入匹配级的D2。端接地，第二输入匹配级的B2。端与第二共栅极的A21端相连，第二共栅 级的B21端与第二输出端相连，第二共栅级的D21端与第一输入匹配级的B1(]端相连；第二负 载级的第一端与第二输出端相连，第二负载级的第二端接电源VDD，第二有源反馈级的A22端 接电源VDD，第二有源反馈级的B22端与第二输出端相连，二有源反馈级的E22端与第一输入 匹配级的队。端相连，第二有源反馈级的D22端接地。
[0030] 如图4所示左边部分电路具体为：
[0031] 所述第一输入匹配级包括：电感Q、电感LSlW及电容C1;所述第一共栅级包括 NM0S晶体管I以及耦合电容Cc1;所述第一有源反馈级包括NM0S晶体管Mnl、PM0S晶体管 Mpl、反馈电容Cfl;所述第一负载级为电阻器Ru。
[0032] 所述第一输入匹配级中，电容Q的正极板连接射频输入端口Vin+，电容(^的负极板 接地；电感1^的正极板连接到晶体管Μ满源极，电感Ls屈负极板接地；电感L汾别跨接 在电感LSl与电容C满正极板之间。
[0033] 所述第一共栅级中，晶体管吣的漏极连接射频输出端口V ，晶体管吣的栅极通 过耦合电容CCl连接到晶体管Μ2的源极，且晶体管Mi的源极接电感Ls^勺正极板，标记为节 点X。
[0034] 所述第一有源反馈级中，NM0S晶体管Mnl的栅极通过耦合电容连接到输出端口 ν_+，NM0S晶体管Mnl的源极连接到PM0S晶体管Mpl的源极；NM0S晶体管Mnl的漏极连接至 电源VDD。PM0S晶体管Mpl的栅极通过耦合电容连接到输出端口V_+;ΡΜ03晶体管Μpl的漏 极连接至地。NM0S晶体管Mnl与PM0S晶体管Μpl的源极通过左馈电容Cfl连接到晶体管Μ1 的源极。
[0035] 所述第一负载级即电阻1^的负极连接至输出端口V ，电阻Ru的正极连接至电 源VDD。
[0036] 如图所示右边部分电路具体为：
[0037] 所述第二输入匹配级包括：电感L2、电感1^2以及电容C2;所述第二共栅级包括 NM0S晶体管M2以及耦合电容Cc2;所述第二有源反馈级包括NM0S晶体管Mn2、PM0S晶体管 Mp2、反馈电容Cf2;所述第二负载级为电阻器Ru。
[0038] 所述第二输入匹配级中，电容C2的正极板连接射频输入端口Vin，电容(：2的负极板 接地。电感Ls2的正极板连接到晶体管Μ2的源极。电感Ls2的负极板接地。电感L2分别跨 接在电感Ls2与电容C2的正极板之间。
[0039] 所述第二共栅级中，晶体管％的漏极连接射频输出端口 ，晶体管％的栅极通 过耦合电容Cc2连接到晶体管Mi的源极，且晶体管Μ2的源极接电感Ls2的正极板。
[0040] 所述第二有源反馈级中，NM0S晶体管Mn2的栅极通过耦合电容连接到输出端口 ，NM0S晶体管Mn2的源极连接到PM0S晶体管Mp2的源极；NM0S晶体管Mn2的漏极连接至 电源VDD。PMOS晶体管Mp2的栅极通过耦合电容连接到输出端口V_ ;PMOS晶体管Μp2的漏 极连接至地。NM0S晶体管Mn2与PM0S晶体管Μp2的源极通过反馈电容C"连接到右晶体管 Mi的源极，右Μn2、Mp2的源极通过右反馈电容Cf2连接到晶体管Μ 源极。
[0041] 所述第二负载级即电阻Ru的负极连接至输出端口 ，电阻Ru的正极连接至电 源VDD。
[0042] 根据差分电路的特点，此处仅计算左边电路部分单端输入阻抗，具体为：
[0043]
[0044]
[0045] 其中，gnil为晶体管Mi的跨导，g""2为NM0S晶体管Μnl的跨导，g邮为PM0S晶体管 Mpl2的跨导，C。为耦合电容C^的参数，Cf为反馈电容C"的参数，Z^3负载电阻R 参数， 参数f21代表有源交叉耦合反馈增益，bsfil是互补源随器的线性传递函数。
[0046] 由于参数Cf取值较小，使得求解输入阻抗Ζιη的公式分母第三项贡献不大。电感 LSl和晶体管Mi源极节点寄生电容Cgsl，构成低频极点，电感Q和电容Ci构成高频极点。两 个极点组合共同形成了宽带输入匹配。本领域技术人员很容易知道寄生电容为器件的固有 电容，因此在此处不做过多说明。
[0047] 同时，电路的增益表示为：
[0048] Av= 2gnlZL (3)
[0049] 根据计算可知电路的增益和输入匹配没有相关性，利于实现宽带设计。
[0050] 关于电路的噪声性能：在Zin=R3输入阻抗匹配条件下，MnJPMpi的噪声贡献为：
[0051]
(4)
[0052] 其中，Rs表示信号源阻抗，参数α和γ为M0SFET器件的偏置依赖性参数，这里的 M0SFET器件在本申请中具体包括：晶体管吣、晶体管M2、NM0S晶体管Mni、NM0S晶体管Μη2、 NM0S晶体管MPl、NM0S晶体管Μρ2。为了电路平衡设计起见，MnJPMpi设计为相同的跨导， 有着等同的噪声贡献。根据公式，由于2gnil&较大，使得MnJPMp^勺噪声贡献很小。电路 的主要噪声源依然在于晶体管吣。由MnJPMpi引发的噪声性能退化可以忽略。
[0053] 此外，电路的环路增益可以表述为：
[0054]
(.5):
[0055] 进而线性度公式可以推导如下：
[0056]
(M
[0057] 其中，gnil和g 分别是晶体管Ml的小信号跨导，和跨导二阶导数。公 式（5)和（6)表明，较传统的电容交叉耦共栅低噪放放大器，本方法可以提高IIP3 为[(l+sCfO^A/^+Rs/^Va+sCfRs/^rG/^)倍率，因为其环路增益提高了 [l+sCf (bsf, 372+1^/2) ]Al+SCfRS/2)倍。它也明显大于无源电容双交叉耦合共栅放大器的 (l+2sCf4V(l+SCfZj的环路增益。整体看来，虽然增大Cf利于线性度的提升，但是过大的 Cf使得⑴分母中的第三项贡献大的虚部，影响匹配带宽调谐。所以Cf需要折中电路的带 宽和线性度。
[0058] 如图3所示，低噪声放大器的差分信号Vin+由左侧输入，经过左侧输入匹配网络， 被第一共栅级晶体管乂转化为电流信号，然后经过电阻Ru转化为电压输出信号V 。由 NM0S晶体管Mnl、PM0S晶体管Mpl以及反馈电容C"构成的第一有源反馈级，通过检测第一输 出端口ν_+的电压信号，将其反馈传递到晶体管Μ2的源极。同理，差分信号Vιη由右侧输 入，