并且外限幅反馈信号s_、SFB0与输出信号V _、νουτ 一致。
[0041]在图2中，支路23a与支路23b之间、支路24a与支路24b之间以及支路25a与支路25b之间的可能的连接由虚线示意性地表示。
[0042]因此，限幅控制环23在PWM控制级10与PWM调制器11a、lib之间拾取其自己的反馈信号。内控制环24和外控制环25分别拾取在输出滤波器16a、16b的上游和下游的相应的反馈信号。
[0043]第一 PWM调制器11a和第二 PWM调制器lib是半桥型的并且分别由PWM控制级10的负输出和正输出单独地驱动。如图3所示，第一 PWM调制器11a和第二 PWM调制器lib均包括:比较器级30a(30b)，例如阈值比较器，可能具有迟滞；和两个开关27a、28a(27b、28b)，其由相应的M0S晶体管限定并且串联地布置在电源线29与地直接，且经由相应的驱动电路31a、32a (31b、32b)由比较器级30a (30b)控制。比较器级30a、30b具有分别被耦合至PWM控制级10的负输出和正输出的第一输入以及被耦合至提供恒定参考信号的参考发生器35的第二输入。在一个实施例中(未图示)，参考发生器可以提供锯齿或三角参考信号。在该情况中，参考发生器15a、15b可以被省略。
[0044]如已经指出的(图2)，第一 PWM调制器11a和第二 PWM调制器lib被包括在由共模反馈控制网络13提供的PWM控制级10的共模的控制环内。
[0045]放大器级8和PWM控制级10的全差分结构使得能够基本上限制可能的对称缺陷，避免了可能影响干扰的抑制的任何不平衡。此外，由于全差分结构，放大器级8的链中的每步处的信号的维持简单地通过将一个级的正、负输出分别耦合至下一级的正、负输入获得。因此有着对于通常反相配置的高频干扰的降低的灵敏度的优点，而不需要使用用于获得正确符号的专门提供的反相级，在部件的数量、构造的复杂性、占据的面积以及最终的成本方面具有益处。
[0046]共模反馈控制网络13 —般允许有效地设置PWM控制级10的共模，除此以外，使得不但能够使用同相调制方案而且如果需要能够实现设想单端模式下的操作的诊断技术(这方面将在下面所述中更详细地提出)。
[0047]此外，最内侧限幅控制环23使得当输入信号IIN+、IIN引起PWM调制器lla、llb的限幅时也能够稳定地维持共模(在实践中，占空比恒定地被迫为100%或0%，耗尽可用的裕量)。在该不测事件中，在PWM调制器lla、llb的下游拾取反馈信号的控制环是无效的，因为尽管在给定间隔内输入信号IIN+、IIN和PWM控制级10的输出信号的变化，相应的反馈信号也仍然保持不变。在不存在共模控制时，共模偏移可以引起控制信号的漂移并且从PWM调制器lla、llb中的一个(根据偏移的符号)的限幅条件退出，降低了可用的最大输出功率。一般而言，音频放大器的操作将呈现异常。
[0048]相反，限幅控制环23继续适当地操作直到PWM控制级10的饱和并因此具有比限幅条件下更宽的可用摆幅。PWM控制级10的共模控制因此是有效的并且所有可用功率可以被适当地提供。
[0049]外控制环25拾取在输出滤波器16a、16b的下游的其反馈信号，输出滤波器因此被包括在共模控制结构中。外控制环25因此使得输出滤波器16a、16b的共模谐振能够阻尼，而差模谐振通过差分反馈控制网络12以及通过输出端子18a、18b之间存在的负载(在该情况中是扬声器5)而衰减。
[0050]在一个实施例中，放大器级8具有图4中图示的结构。图4通过示例的方式示出了单个放大器级8。然而，应该理解的是，下文中所描述的内容适用于存在的所有放大器级8。特别地，每个放大器级8包括提供有反馈阻抗ZFBA+、ZFBA的全差分放大器40。输入阻抗TINA+、TINA (图2中为简单起见未图示)被进一步耦合至全差分放大器40的正、负输入。全差分放大器40的正、负输入分别限定放大器级8的正、负输入。与全差分放大器40的相应的输入串联布置的输入阻抗TINA+、TINA为简单起见未在图2的简化图中表示。在任何情况中都应该理解的是，每个放大器级8的正、负输出分别经由链的下一放大器级8的输入阻抗TINA、TINA+被耦合至后者的正、负输入。差分反馈控制网络12的反馈支路21a、21b被分别耦合至全差分放大器40的正、负输入。反馈阻抗ZFBA+、ZFBA中的第一个布置在负输入与正输出之间并且第二个布置在正输入与负输出之间。放大器级8的输出和共模控制端子8a分别由全差分放大器40的输出和共模控制端子限定。
[0051 ] 图5图示了一个实施例中的PWM控制级10的结构。PWM控制级10包括第一控制放大器50a、第二控制放大器50b、输入阻抗TINe+、TINC、反馈阻抗ZFBe+、ZFBC、低通滤波器51和误差放大器52。
[0052]第一控制放大器50a和第二控制放大器50b是单端子型的并且被对称地耦合在正、负输入与正、负输出之间，用于形成全差分结构。更确切地说，输入阻抗ΤΙΝε+、ΤΙΝε被分别串联耦合至第一控制放大器50a的和第二控制放大器50b的相同类型(例如，反相输入)的第一输入，第一控制放大器50a和第二控制放大器50b具有親合在相同输入与相应的输出之间的反馈阻抗ZFBe+、ZFBe。第一控制放大器50a的和第二控制放大器50b的输出分别限定PWM控制级10的负输出和正输出。方波参考信号IeK+、ICK分别在输入处被注入到第一控制放大器50a和第二控制放大器50b。
[0053]低通滤波器51具有限定PWM控制级10的共模控制端子10a的输入和被耦合至误差放大器52的输入的输出。误差放大器52具有接收共模参考信号的进一步的输入和被分别耦合至第一控制放大器50a的和第二控制放大器50b的相同类型(例如，非反相输入)的第二输入的输出。
[0054]低通滤波器51具有比参考信号IeK+、ICK的开关频率低例如至少一个十进位的截止频率，并且限制了由共模反馈控制网络13限定的反馈环的频带。凭借反馈阻抗ZFBe+、ZFBC，当参考信号被注入时控制放大器50a、50b的反相输入被保持处于与对应的非反相输入相同的电压。低通滤波器51通过限制频带防止由共模反馈控制网络13限定的反馈环对归因于参考信号的振荡的变化做出反应。在实践中，低通滤波器51允许衰减并基本上抑制以开关频率从共模反馈控制网络13反馈至共模控制端子10a的振荡。误差放大器52的输出和耦合至其上的控制放大器50a、50b的输入不受这些振荡的影响，并且在控制放大器50a、50b的朝向PWM调制器11a、lib的输出上的波形被保持。这使得能够不仅以同相模式而且以单端子模式操作音频放大器7(例如，以实现负载的诊断的功能)，尽管使用了具有全差分结构的放大级和PWM控制级，否则的话该使用是不推荐的。因此，所描述的音频放大器除了享受了关于具有对干扰的低灵敏度的全差分结构的益处以外，还可以以灵活的方式使用。
[0055]如所提及的，所描述的音频放大器7可以以单端子模式使用以实现用于负载的诊断功能。为此目的，测试信号(例如，电压)被施加至输出端子18a、18b之间存在的负载，并且读取因此产生的电流，检查它是否仍然在指示出操作是正确的并且负载被连接的数值范围内。然而，在D类放大器中，负载电流的读取受到归因于流过LC输出滤波器的电容性部分的电流的误差的影响，特别是如果测试频率高的话。为降低读取误差，在测试期间，输出中的一个被保持处于不活动的状态，即其中存在基本为零的信号。在以该方式被驱动的PWM调制器(半桥)中流动的电流基本上等于负载中的电流，如以本申请人名义的EP-A-2048896中所描述的。
[0056]上面所提到的操作条件可以参照图6以在下文中所提到的方式在音频放大器7中获得。取消音频放大器7的输入中的一个输入上的输入信号(例如，输入信号IIN)，并且仅通过输出中的一个输出(例如，负输出)进行直接在PWM控制级10的上游的放大器级8上的共模控制。在实践中，对应的共模控制网络14的一部分(例如，对应于正输出的支路ZCM+)被禁用或者排除。此外，共模反馈控制网络13的对应于PWM控制级10的输出中的一个输出的一部分(例如，对应于正输出的支路23a、24a、25a)被排除或者禁用。以该方式，只通过启用的支路23b、24b、25b和对应的(负)输出执行共模控制端子10a处的控制。作为输入信号IIN+的结果的该输出的电压偏移被降低，使得能够精确读取负载中的电流。
[0057]图7中图示的是不同的实施例。在该情况中，D类音频放大器107包括已经参照图2至图6描述的放大器级8的链、PWM控制级10、第一 PWM调制器11a、第二 PWM调制器11b、差分反馈控制网络12和共模反馈控制网络13。此外，音频放大器107包括选择启用级155和限幅检测器级156。选择启用级155包括分别沿着限幅控制环23的支路23a和沿着支路23b布置的第一开关155a和第二开关155b，用于根据限幅检测器级156的响应交替地启用和禁用限幅控制环23。更确切地说，第一开关155a布置在PWM控制级10的负输出与阻抗ΖεΜ1+之间并且第二开关155b布置在PWM控制级10的正输出与阻抗ΖεΜ1之间。
[0058]限幅检测器级156具有被分别耦合至第一 PWM调制器11a和第二 PWM调制器lib的输入，并且被配置成检测一个和/或另一个的饱和条件，即，由具有最大占空比(例如，100% )的控制信号给出第一 PWM调制器11a的和/或第