专利名称：高效开关放大器的制作方法
技术领域：
本发明涉及功率转换，特别是涉及开关功率放大器。
背景技术：
对电子工程师来说，D类开关放大器或数字放大器是非常熟悉的放大器。在车辆底盘形成地参考的汽车应用中，放大器必须根据电池电压工作，当周围环境的空气温度低于零度时，该电压低至7V，当起动器启动时，其甚至低至3.5V。作为最低电池电压的结果，根据电池电压工作的大功率开关放大器通常需要如图1A所示的升压转换器，包括升压电感线圈、主开关、升压整流器和处理大电流值的存储电容器。大功率放大器必须处理的电流值可以非常大，对大约50-100瓦的输出功率，在几十安培。使用升压转换器和D类放大器的传统方法导致在MOSFET开关中、缓冲器网络中、甚至称之为“无损耗”缓冲器中产生高损耗。在这种无损耗缓冲器中，通过肖特基整流器的20安培电流将导致在该整流器中超过5瓦特的热耗散。通常并联使用的MOSFET开关这样的大电流将耗散同样的热量。因此，不容易满足高效、小尺寸和低成本的要求。这些要求更相关地适用于根据低电池电压工作的便携式设备，例如车内播音用扩音器或多媒体台式计算机，在这些应用中空间是宝贵的。当然，使用变压器和整流器可以从多数交流电压源获得直流电压。实际上，多数传统放大器中，电源是主要的、大体积的和昂贵的元件。任何能够提高放大器能量效率的技术将是有益的。
关于背景技术，专利号为5,963,086的美国专利提供了全面的现有技术音频开关放大器专利的列表及其缺点。专利号为5,617,058的美国专利提供了使用三态功率开关的三态开关放大器。专利号为4,573,018的美国专利提供了一种开关放大器，其中被音频输入信号调制的高频载波电压通过具有中央抽头次级线圈的变压器，接着传输到整流器，以恢复音频信号。这种放大器不能够驱动典型的、要求与直流电源进行双向能量传输的高电感性扬声器。专利号为5,986,498的美国专利提供了相同的载波电压的整流，因此，除了由于其相位滞后网络引起的有限带宽和高失真，以及难以补偿变压器中的延迟和会减慢信号通过的漏电感之外，也同样没有双向能量传输能力。
因此，需要更好的放大器方法，用于汽车和便携式应用或通常根据电池工作的放大器，甚至用于当功率要求超过100瓦特时，主要根据交流电干线工作的放大器。这样的功率要求对于一些大功率音频放大器和逆变器是常见的。
发明内容
本发明提供了一系列主要根据低电压工作的大功率放大器。该系列放大器包括向变压器提供调制电压的功率调制器，变压器将调制电压变压到更高的电平。同步解调器根据高电平调制电压重构音频信号，以驱动扬声器。功率调制器实质上把传导相反方向大电流的开关合并成处理这些大电流差的开关，因此实质上减小了传导和开关损耗，以及在辅助电路(例如缓冲器网络)中的损耗。此外，将单阶功率处理应用于N类放大器的许多实施例。许多实施例中使用的一些变压器仅有一个只传导电流差的抽头线圈，因此与处理相同功率的传统多线圈变压器(其中的每一个线圈传导大得多的电流)比较，其非常小。
因此，本发明的目的和优点是(a)提供一种高效放大音频信号的方法和装置(b)提供一种最小化用于电池供电系统的开关放大器尺寸的方法和装置(c)提供一种最小化开关放大器中元件数的方法和装置(d)提供一种用于高效开关放大器的方法和装置(e)此外，通过附图和下面的描述，本发明的其它目的和优点将会很明显。
图1表示本发明的开关放大器的主要结构的方框图。
图2表示使用推挽式功率调制器、中央抽头变压器以及同步解调器的本发明的开关放大器的第一实施例的原理图。
图3表示第一实施例的隔离形式的原理图。
图4表示使用半桥功率调制器的隔离开关放大器的原理图。
图5表示使用全桥功率调制器的隔离开关放大器的原理图。
图6表示使用推挽式功率调制器和六开关同步解调器的开关放大器的原理图。
图7表示使用推挽式功率调制器和利用H桥结构的四个双向开关的同步解调器的开关放大器的原理图。
图8表示使用修改的H桥结构中的四个MOSFET和相连功率调制器的开关放大器的原理图。
图9表示易于驱动图8所用MOSFET的原理图。
图10表示使用修改的H桥的隔离开关放大器的原理图。
图11表示使用连接到两个变压器的修改的H桥的另一个隔离开关放大器的原理图。
图11B表示使用四个接地参考MOSFET和两个隔离变压器的另一个隔离开关放大器的原理图。
图12表示使用修改的H桥和半桥功率调制器的隔离开关放大器的原理图。
图13表示使用修改的H桥和全桥功率调制器的隔离开关放大器的原理图。
具体实施例方式
在图1的总方框图中，本发明的N类开关放大器系列包括向功率调制器12提供功率的电压源10，功率调制器12产生PWM(脉宽调制)电压14，以驱动变压器T1。同步解调器16从变压器T1传导的PWM电压14信号重构为放大的音频信号18，以驱动扬声器LS1。接收音频信号20作为输入的控制器26通过以相应的脉冲驱动功率调制器12和同步解调器16，控制其操作。功率调制器12和与之匹配的同步解调器16实质上同时处里PWM电压14。
为了说明定义和术语，调制器典型的是能够提供脉冲或波形的电子线路或设备，脉冲或波形的诸如幅度、频率、相位、脉冲占空比、能量等特征至少之一随着输入或调制信号变化。功率调制器12通过按照输入信号调制或者截断高电压，典型地输出高能量信号。解调器是将调制信号转换成另一种不同特征信号的电路或设备，或者更具体地，是从调制信号中提取原始调制信号的电路或设备。同步解调器是使用与解调器处理的调制信号有某种确定时序关系的外部时序信号操作调制信号的解调器。这些定义中，调制器12和同步解调器16实质处理的信号具有两种状态，低和高，因此，其被认为是数字式地处理信号。
如图2所描述的本发明放大器的第一实施例中，包括推挽式开关对Q5-Q6的功率调制器12驱动中央抽头初级线圈40，第二推挽式开关对Q7-Q8驱动变压器T1的中央抽头次级线圈42。得到的升压和脉冲输出电压VOUT被馈送到开关Q1-Q4的传统H桥，但是作为同步解调器16工作在三态模式，形成开关放大器。这种开关(也称作N类)放大器的操作如下无论何时，需要通过控制器26开启MOSFET Q1以正向驱动扬声器LS1时，其相对的MOSFET Q4也被控制器26开启，MOSFET对Q5/Q8或Q6/Q7也依次被开启。在这期间，电压Vin*n被施加到与扬声器LS1串联的LC输出滤波器24。当MOSFET Q1关闭时，其互补MOSFET Q2开启，并且在相同的周期MOSFET Q5和Q6都关闭，而MOSFET Q4继续导通。在这期间，减小的电流继续流过包括串联的LC输出滤波器24和扬声器LS1的负载。同样，无论何时需要开启MOSFET Q2以反向驱动扬声器LS1时，其相对的MOSFET Q3和MOSFET对Q6/Q7也被开启。当MOSFET Q2关闭时，其互补MOSFET Q4开启，并且在相同的周期MOSFET Q5和Q6都关闭，而MOSFET Q3继续导通。因此，可控制开关Q1-Q4的H桥以对负载即扬声器LS1提供双极电压。本发明的电路结构允许开关放大器驱动多数扬声器属于的电抗性负载所需要的双向能量传输。当要求隔离时，例如，初级地参考30与次级地参考32是电隔离的，图3的电路结构表示一个优选实施例，为了说明的清楚，其中开关的驱动机构没有详细表示出。以该电路结构作为一个开始点，该N类放大器的初级部分可以是图4的半桥功率调制器12HB，或图5的在功率转换文献中公知的全H桥(也称作全桥)功率调制器12FB。
N类放大器的另一个实施例如图6所示。该实施例使用了抽头变压器T1。其对推挽式开关Q5-Q6具有更低的电流压力。N类放大器的该实施例在如上描述的三态模式下工作最好。相关地指出不把MOSFET Q7-Q8用作同步整流器以增加效率，而是用作双向开关以双向传输能量。但是，由于MOSFET Q1-Q2的单向特性和H桥工作的三态模式，可以使用常规MOSFET Q7-Q8代替真正的双向开关。某种程度上，以与MOSFET Q1-Q2相反的方向连接MOSFET Q7-Q8，因此与其组合形成双向开关。这里，开关Q1-Q4(其与双向开关Q7-Q8连接形成同步解调器)的H桥工作在三态模式。不是现有技术D类放大器的二态模式。实际上，在该实施例中由于电压VOUT的开关特性，不可能使用以二态模式工作的H桥。此外，对N类放大器，H桥不是唯一可能的实现。
在图6的N类放大器实施例的进一步改进中，图7表示一个更简单的N类放大器，其中解调器16包括形成H桥的四个开关S1-S4，其直接连接到中央抽头变压器T1的端抽头E1-E2。H桥可工作于二态模式或三态模式，两者都使用通过包括接地参考开关Q5-Q6的功率调制器12和多抽头变压器T1提升的电压。如图8所示，如果工作于三态模式，其可能的实现之一使用相反连接的常规MOSFET，形成修改的H桥，当两个开关Q5-Q6都截止时，增加的开关Q7截止，在这期间两个开关Q3-Q4导通。这种情况中，由于驱动变压器T1两边的每一边的可能不相等的脉冲宽度，变压器T1可能有轻微的磁通量不平衡。由于电池BT1的低电压，磁通量不平衡是较小的，并且可通过变压器T1的每一边的复位电路，或者通过变压器T1的大横截面以保持磁通量密度低于其饱和磁通量值，来进行补偿。图9中，由于接地参考开关S3-S4-Q5-Q6和可使用变压器T1上的两个抽头驱动的接变压器参考开关S1-S2，驱动H桥的实现特别简单。因此，N类放大器的该实现不需要传统的H桥驱动器，因而可能是最划算的实施例。有必要指出，虽然所有开关可用具有内设单向整流器的MOSFET实现，由于多数扬声器的电感特性，该实施例中的开关S1-S4在两个方向传导电流，接地参考开关Q5-Q6也是如此。此外，接地参考开关Q5-Q6仅仅传导一部分电池电流，因此其是低损耗的。所以按照该实施例，表明所有开关放大器中的N类放大器可能有最高的总能量效率，而元件数最少。
如图10所示，当电压源和负载一扬声器之间需要电隔离时，可以使用具有初级线圈和中央抽头次级线圈的变压器T1和图9的修改的H桥，其中开关S7现在位于变压器T1的次级。当两个开关Q3-Q4导通，同时功率调制器12的开关Q5-Q6都关闭时，开关Q7关闭。因为脉冲最大占空比的固有限制，该实施例最好工作在三态模式。图11的隔离N类放大器的另一个实施例使用包括修改的H桥开关S1-S4的同步解调器16，通过使用两个相同的变压器T1A-T1B以消除对图10中开关Q7的需要。通过把开关S1-S2移到变压器T1A-T1B的接地参考侧，图11中的所有4个开关S1-S4都接地并且很容易驱动。使用修改的H桥直接连接到隔离变压器T1的中央抽头次级线圈42的实施例的其它改变包括位于变压器T1初级侧的如图12所示的半桥功率调制器12HB和如图13所示的全桥功率调制器12FB。这些隔离变压器实施例的正确实现将解决与前面段落描述相类似形式的变压器磁通量不平衡问题。这些实施例不具有减小的开关电流的特性。另一方面，其主要用于高电压应用中，因此高开关电流往往不是问题。
所有以上的实施例中，没有提及控制器26的细节。控制器26是相同申请人的一个共同待审的关于一周期响应PWM控制器的专利申请的主题。控制器26是非线性控制器，并且其不属于该专利申请的范围。
本发明与专利号为4,573,018、5,986,498和4,980,649的美国专利的现有技术的主要不同是同步解调器16具有双向能量传输能力，因而本发明的N类放大器可以驱动电感性扬声器，或甚至电容性扬声器。与现有技术的第二个主要不同在于通过控制器26直接控制同步解调器16的操作。同步解调器16的直接控制在时序方面能够特别准确，其仅受所用逻辑电路的速度的限制，因此N类放大器可达到非常低的失真和非常高的效率。如前讨论的，功率调制器12的结构和操作有助于降低开关和变压器T1中的损耗，但是由于控制器26提供的准确时序，可通过控制器26补偿变压器T1和开关中的任何延迟。
控制器26向功率调制器12和同步解调器16提供时序信号的事实导致了本发明的另一个主要优点。
参考图3，通过让控制器26在开启同步解调器16的开关Q1-Q4之前开启功率调制器12的开关Q5-Q6，反之亦然，通过在关闭同步解调器16的相应开关Q1或Q2之后关闭功率调制器12的开关Q5-Q6，可以达到功率调制器12的ZCS(零电流开关)。实际上，仍然参考图2作为例子，当同步解调器16的两个开关Q1-Q2关闭，同时两个开关Q3-Q4开启时，没有任何电流从变压器T1的中央抽头流出，因而可以ZCS开启或关闭功率调制器12的开关Q5或Q6。所以通常传导大电流的开关Q5-Q6的开关损耗实质上为零。实际上，由于控制器26控制的功率调制器12和同步解调器16时序控制的简单性，本发明中N类放大器的所有不同的功率调制器12可以被控制为以ZCS工作。通过ZCS，不需要缓冲器。在根本没有提供ZCS的现有技术电路中，实现ZCS行为而不增加驱动扬声器LS1的音频信号18(图1)的失真是非常困难的。
从以上描述可见，本发明电路结构的许多优点变得显而易见(a) 非隔离N类放大器中对开关的电流压力明显更低，(b) 变压器比传统推挽式变压器明显更小，(c) 由于所有元件中减小的传导损耗以及传输大电流的开关中实质为零的开关损耗，能量效率更高，(d) 比传统D类放大器更少的元件数，以及独立电源。
因此，当与公知的D类或其它开关放大器比较，读者可看到本发明的电路结构在汽车或电池供电的电子应用中，以及从交流电干线获得功率的情况中，明显具有优势。
当初级和次级电路之间要求隔离时，N类放大器在能量效率和元件数量方面仍具有优势，因此，具有更高可靠性、更小尺寸和更低重量以及更低成本。这种隔离放大器可用于有交流或直流电源的任何地方，而无论其是低电压或高电压。
虽然在这里已经说明和描述了本发明的优选实施例，显然这些实施例只是以示例方式提供。在本技术领域中的技术人员可进行不偏离本发明范围的技术上的多种变化、改变和替代。因此本发明的保护范围应由所附权利要求及其法律等同物确定，而不是由给出的实施例确定。
权利要求
1.一种用于数字处理从其直流电源到扬声器的电功率的高效开关放大器，包括电压源，用于提供直流电压，功率调制器，用于将所述直流电压转换成调制电压，变压器，用于改变所述调制电压的幅度，同步解调器，用于将所述调制电压重构为驱动扬声器的音频信号，控制器，用于接收音频信号以产生控制所述功率调制器和所述同步解调器操作的数字信号，其中，所述控制器控制输入所述功率调制器和所述同步解调器的数字信号的时序，使它们基本同步地改变状态。
2.一种高效开关放大器，包括变压器，其具有包括第一接线端、第二接线端、作为初级中央抽头的第三接线端的初级线圈；和包括第四接线端、第五接线端和作为次级中央抽头的第六接线端的次级线圈，功率调制器，其包括用于选择性地把所述变压器的所述第一接线端连接到地参考的第一开关；以及用于选择性地把所述变压器的所述第二接线端连接到所述地参考的第二开关，电压源，其连接在所述第三接线端和所述地参考之间，同步解调器，其包括H桥结构中的四个开关，用于通过负载选择性地把所述变压器的所述第六接线端连接到所述地参考，控制器，用于接收音频信号以产生控制所述功率调制器和所述同步解调器操作的数字信号，其中，所述H桥的所述四个开关对跨接所述H桥的所述负载提供双极信号，并且其中所述控制器控制所述功率调制器的时序使其以零电流进行开关操作。
3.一种高效开关放大器，包括变压器，其具有初级线圈和包括第一接线端、第二接线端、作为中央抽头的第三接线端的次级线圈，电压源，其连接到所述变压器的所述初级线圈，功率调制器，用于选择性地把所述变压器的所述初级线圈连接到初级地参考，同步解调器，其包括用于选择性地把所述变压器的所述第一和第二接线端连接到次级地参考的第一和第二开关；和H桥结构中的四个开关，用于通过负载选择性地把所述变压器的所述中央抽头连接到所述次级地参考，控制器，用于接收音频信号以产生控制所述功率调制器和所述同步解调器操作的数字信号，其中，所述H桥的所述四个开关对跨接所述H桥的所述负载提供双极信号，并且所述控制器控制所述功率调制器和所述同步解调器的所述第一和第二开关的时序，使其以零电流进行开关操作。
4.如权利要求3所述的开关放大器，其特征在于，所述功率调制器是推挽式功率开关。
5.如权利要求3所述的开关放大器，其特征在于，所述功率调制器是半桥功率开关。
6.如权利要求3所述的开关放大器，其特征在于，所述功率调制器是全桥功率开关。
7.一种高效开关放大器，包括，变压器，其具有包括第一接线端、第二接线端、作为中央抽头的第三接线端、第四接线端和第五接线端的多抽头线圈，功率调制器，其包括用于选择性地把所述变压器的所述第一和第二接线端连接到地参考的第一开关和第二开关，电压源，其连接在所述变压器的所述第三接线端和所述地参考之间，同步解调器，其包括具有公共连接节点的第一和第二双向开关，并且每一个开关与所述变压器的所述第四和第五接线端串联连接；以及H桥结构的四个开关，用于通过负载选择性地把所述第一和第二双向开关的所述公共连接节点连接到地参考，控制器，用于接收音频信号以产生控制所述功率调制器和所述同步解调器操作的数字信号，其中，所述控制器控制所述功率调制器的时序使其以零电流进行开关操作。
8.如权利要求7所述的开关放大器，其特征在于，所述同步解调器包括H桥结构的四个双向开关，用于通过负载选择性地把所述变压器的所述第四和第五接线端连接到地参考。
9.如权利要求7所述的开关放大器，其特征在于，所述功率调制器还包括与所述变压器的所述中央抽头串联的第三开关，并且H桥的所述四个开关是MOSFET。
10.如权利要求8所述的开关放大器，其特征在于，所述变压器是隔离变压器，其具有初级线圈和次级线圈，所述次级线圈具有中央抽头。
11.如权利要求10所述的开关放大器，其特征在于，所述同步解调器包括H桥结构的四个MOSFET，以及与所述中央抽头串联连接的第五个MOSFET。
12.如权利要求11所述的开关放大器，其特征在于，所述功率调制器是半桥功率调制器。
13.如权利要求11所述的开关放大器，其特征在于，所述功率调制器是全桥功率调制器。
14.如权利要求10所述的开关放大器，其特征在于，所述隔离变压器被分为具有串联连接线圈的两个隔离变压器。
15.如权利要求14所述的开关放大器，其特征在于，重新安排H桥结构中的所述四个开关中的两个，将其连接到所述地参考。
16.如权利要求15所述的开关放大器，其特征在于，所述四个开关是接地参考的MOSFET。
17.一种用于数字处理来自直流电源的电功率以驱动与直流电源隔离的扬声器的高效开关放大器，所述开关放大器包括电压源，用于提供直流电压，功率调制器，用于将所述直流电压转换成调制电压，两个变压器，用于改变所述调制电压的幅度，所述两个变压器的每一个具有初级线圈和次级线圈，所述两个初级线圈串联连接，同步解调器，用于将所述调制电压重构为驱动扬声器的音频信号，所述解调器包括四个双向开关，其通过所述扬声器选择性地把所述两个次级线圈连接到与所述电压源隔离的次级地参考，控制器，用于接收音频信号以产生控制所述功率调制器和所述同步解调器操作的数字信号，其中，所述控制器控制输入所述功率调制器和所述同步解调器的数字信号的时序，使它们基本同步地改变状态。
18.如权利要求17所述的开关放大器，其特征在于，所述同步解调器的所述四个双向开关是晶体管。
19.如权利要求17所述的开关放大器，其特征在于，所述同步解调器的所述四个双向开关是四个MOSFET。
20.一种用于减少具有功率调制器、变压器、同步解调器和控制器的开关放大器的开关损耗的方法，所述方法包括自适应地把时序信号发送到所述功率调制器，并且在预定的延迟之后，把时序信号发送到所述同步解调器，其中所述预定延迟使所述功率调制器以零电流进行开关操作。
全文摘要
本发明提供一系列元件数更少的开关放大器。该放大器具有包括驱动抽头变压器(T1)的接地参考开关的功率调制器(12)。同步解调器(16)把调制电压变换回音频信号。在一个实施例中，同步解调器(16)包括H桥结构的开关，其通过以双极电压驱动的扬声器选择性地把变压器(T1)连接到地参考。利用MOSFET实现使用双向开关的同步解调器(16)的功能的不同实施例减少了总元件数，并且提高了放大器的效率。功率调制器(12)和同步解调器(16)的时序控制使功率调制器(16)能够以零电流进行开关。
文档编号H03F3/181GK1462504SQ02801520
公开日2003年12月17日 申请日期2002年3月5日 优先权日2001年3月8日
发明者特拉·托·源 申请人:恩菲赛克斯有限公司