一种自带工艺偏差校准功能的张弛振荡器的制造方法
【专利摘要】本发明公开了一种自带工艺偏差校准功能的张弛振荡器，包括基准信号发生器、本征振荡器、时间数字转换器和补偿电容阵列，时间数字转换器包括比较器、开关电容电路和计数器；基准信号发生器向开关电容电路中提供第一基准电压，向比较器提供第二基准电压；本征振荡器的输出频率控制开关电容电路，开关电容电路的输出电压接比较器，比较器的输出端接计数器；计数器的输出端接补偿电容阵列，计数器的输出自动调节补偿电容阵列的电容值，相应地改变了本征振荡器的频率。本发明张弛振荡器自带片上校准功能、芯片与芯片之间误差较小，减少了制片成本，提高了芯片的精度。
【专利说明】-种自带工艺偏差校准功能的张弛振荡器
[技术领域]
[0001] 本发明设及集成电路的时钟产生电路，是一种自带工艺偏差校准功能的张弛振荡 器。
[【背景技术】]
[0002] 张驰振荡器已被应用于多种电子电路，其产生的时钟信号可W取代外部晶振，显 著降低系统的复杂度和成本。张弛振荡器具有频率稳定性较高、控制线性度好、可调范围广 的优点，经常被用于产生控制电路时序的时钟信号。例如，张驰振荡器电路可被用在DC/DC 变换器、计数器、移位器、微控制器和调制电路中。
[0003] 文献l(X.Zou，X.Xu,L.Yao and Y.Lian, "A 1-V 450-nW Fully Integrated Programmable Biomedical Sensor Interface Chip,"IEEE Journal of Solid-State Circuits，vol.44，no.4，pp.l067-1077,APRIL 2009)设及低功耗电路设计在生物医学上的 应用，提出了一个全集成的可编程生物医学传感器接口忍片，用于不同类型的生物医学信 号处理。该忍片通过采用两个放大器组成的低功率系统来优化功率效率，其结构包括一个 低噪声放大器，一个可调带通滤波器，一个可编程增益级，和一个逐次逼近型模拟-数字转 换器。同时，该文献还使用一种具有可调性的电阻来实现在失真和低电压操作下的高动态 变化范围。为了达到低功耗和片上全集成，整个系统的片上时钟振荡器频率为30kHz，功耗 为53nW。运项设计是在0.35μπι标准CMOS工艺下制造完成的，通过IV的电源进行测试，结果表 明，整个传感器接口忍片的功耗低至445nW，实现了低功耗的电路设计目标。
[0004] 文献2化.Ueno , T. Asai , Y. Amemiya, "A 3〇-MHz , 90卵m/°C 化ll}f-integrated clock reference generator with frequency-locked loop/'European Solid-State 化SSCIRC)，pp.392-395，2009.)提出了一个利用频率-电流转换器反馈机制来保持频率稳 定的锁频环技术。目前，时钟基准电路是数字和混合信号电路W及无线系统的重要组成部 分。虽然石英晶体振荡器通常被用来提供高度精准的基准时钟，但它们和标准CMOS工艺不 兼容，且不能与其它电路元件单片集成，无法满足低成本大规模集成电路应用的要求。
[0005] 因此，为了设计出一个在不同工艺条件下时钟频率都恒定的电路，Ken化no等人 开发出了一个全集成的时钟基准电路（即锁频环技术）。在没有校准和修正技术的情况下选 取的20个样品当中，锁频环技术表现出了 2.7 %的工艺变化率，该变化率低于蒙特卡洛模拟 仿真的结果。同时，该电路虽然不需要基准电压和电流，但能产生一个对溫度和电源电压不 敏感的时钟频率。它可W在不使用LC谐振电路，石英谐振器，W及MEMS振荡器的情况下实现 单片工作，且在2100MHz的宽广频率范围内具有可调谐性。同时该结构较为简便，可W实现 低成本和低功耗的电路设计目标。
[0006] 该时钟电路通过频率锁定环技术产生了时钟脉冲。如图1所示，该电路包含一个偏 置电路，一个电流比较器，一个压控振荡器(VC0)，W及一个基于频率-电流转换机制的D/A 转换器，且运些电路元件形成了反馈回路。其中，电流比较器能感应到偏置电流Ibias和频 率-电流转换器的输出电流lout两者间的大小差异，并且产生了与运个差异成比例的输出 电压Vout。同时，压控振荡器在接收输出电压Vout后，产生了取决于Vout的振荡脉冲，频率 值为fout。频率-电流转换器接收了振荡器脉冲，并且产生了与fout成比例的输出电流 lout。随即，电流比较器再比较偏置电流化ias和lout,从而产生一个被重调的Vout。运种反 馈机制不断地被重复，W确保lout和化ias接近，最终使得时钟频率fout与溫度和电源电压 无关。
[0007] 文献3(F. Sebastiano, L. J. Breems ,K. A. A.Makinwa, S. Drago, D. Μ. W. Leenaerts, Bram Nauta,"Low-Voltage Mobility-Based Frequency Reference for Crystal-Less ULP Radios"I邸E Journal of Solid-State Circuits,vol.44,no.7,pp.2002-2009,JULY 2009.)提出了一个W电子迁移率作为设计参考的全集成振荡器，该振荡器是一个基于电流 源控制的振荡器，其内部通过的电流大小和电子迁移率成正比。目前，工艺偏差对电子迁移 率的影响，与其它参数相比较为不敏感，比如多晶娃电阻或者MIM电容。同时，电子迁移率的 标准偏差在室溫条件下不超过2%。虽然电子迁移率对溫度的依赖性较大(大约为厂1'5)，但 可W通过溫度补偿的方法来消除溫度产生的影响。鉴于此，文献【3】提出基于电子迁移率的 全集成基准频率概念。它的频率误差，主要分别取决于溫度、电源波动和工艺偏差，从-22Γ 到85°C，频率变化小于1.1 %，而0.27V的电压变化导致小于0.1 %的频率误差。但是，只要采 用适当的溫度补偿方案，电子迁移率便可W被用来产生对无线传感器网络(WSN)应用足够 精准的基准频率，同时该设计达到了低电压和低功率的电路设计要求。
[0008] W上文献公开的振荡器不具备通过片上校准来消除工艺偏差的功能，所W受工艺 偏差的影响较大，或者虽有工艺偏差补偿，但代价是功耗非常大。
[
【发明内容】
]
[0009] 本发明要解决的技术问题是提供一种具有片上校准功能且忍片与忍片之间误差 小的低功耗张弛振荡器。
[0010] 为了解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是，一种自带工艺偏差校准功能 的张弛振荡器，包括基准信号发生器、本征振荡器、时间数字转换器和补偿电容阵列。其中 时间数字转换器包括比较器、开关电容电路和计数器;基准信号发生器向开关电容电路中 提供第一基准电压，向比较器提供第二基准电压;本征振荡器的输出频率注入到开关电容 电路，开关电容电路的输出电压接比较器，比较器的输出端接计数器;计数器的输出端接补 偿电容阵列，计数器的输出自动调节补偿电容阵列的电容值，相应地改变了本征振荡器的 频率。
[0011] W上所述的张弛振荡器，基准信号发生器包括11个M0S管和Ξ个电阻，第一 M0S管、 第二M0S管和第五M0S管为NM0S管，其它的M0S管为PM0S管;第九M0S管的源极接第八M0S管的 漏极，第十一 M0S管的源极接第十M0S管的漏极，其余PM0S管的源极接电源；第五M0S管的漏 极接第六M0S管的漏极，源极接地;第一 M0S管的漏极接第SM0S管的漏极，源极接地;第二 M0S管的漏极接第四M0S管的漏极，源极通过第一电阻接地;第九M0S管的漏极通过第二电阻 接地，第十一 M0S管的漏极通过第Ξ电阻接地;第屯M0S管的漏极接第SM0S管的漏极，栅极 接第六備5管的漏极;第一105管的栅极、第二備5管的栅极、第九備5管的栅极和第^^一M0S 管的栅极接第屯M0S管的漏极，第SM0S管的栅极、第四M0S管的栅极、第五M0S管的栅极、第 六M0S管的栅极、第八M0S管的栅极和第十M0S管的栅极接第四M0S管的漏极;第九M0S管的漏 极是第一基准电压的输出端，第十一 MOS管的漏极是第二基准电压的输出端。
[0012] W上所述的张弛振荡器，基准信号发生器包括第十二M0S管和第十SM0S管，第十 二M0S管和第十SM0S管是PM0S管;第十二M0S管和第十SM0S管的源极接电源，栅极接第四 M0S管的漏极，第十二M0S管的漏极是偏置电流的输出端，接本征振荡器;第十SM0S管的漏 极是比较器工作电流的输出端。
[0013] W上所述的张弛振荡器，本征振荡器包括施密特触发器、反相器、电容器、PM0S开 关管和醒0S开关管，所述补偿电容阵列的第一端通过PM0S开关管接电源，通过醒0S开关管 接地;补偿电容阵列的第二端接地，电容器与补偿电容阵列并联;施密特触发器的输入端接 补偿电容阵列的第一端，施密特触发器的输出端接反相器的输入端，反相器的输出端作为 本征振荡器的输出端接PM0S开关管的栅极和NM0S开关管的栅极。
[0014] W上所述的张弛振荡器，施密特触发器包括第十四M0S管、第十五M0S管、第十六 M0S管、第十屯M0S管、第十八M0S管和第十九M0S管，第十四M0S管、第十五M0S管和第十八M0S 管是NM0S管，第十六M0S管、第十屯M0S管和第十九M0S管是PM0S管;第十屯M0S管的源极接电 源，漏极接第十六M0S管的源极;第十六M0S管的漏极作为施密特触发器的输出端接第十五 M0S管的漏极，第十五M0S管的源极接第十四M0S管漏极，第十四M0S管源极接地;第十八M0S 管的漏极接电源，第十九M0S管的漏极接地;第十八M0S管的栅极和第十九M0S管的栅极接第 十六M0S管的漏极;第十四M0S管的栅极、第十五M0S管的栅极、第十六M0S管的栅极和第十屯 M0S管的栅极互连作为施密特触发器的输出端。
[0015] W上所述的张弛振荡器，本征振荡器工作过程如下：首先充电电流对电容器和补 偿电容阵列充电，当电容器和补偿电容阵列上的电压达到施密特触发器的高阔值后，施密 特触发器的输出电平转为低电平，使反相器的输出电平转为高电平，关闭PM0S开关管，打开 醒0S开关管；电容器和补偿电容阵列放电，当电容器和补偿电容阵列的电压降到施密特触 发器的低阔值时，施密特触发器输出电平转为低电平，反相器关闭NM0S开关管，打开PM0S开 关管；电容器和补偿电容阵列反复充放电，补偿电容阵列产生Ξ角波，反相器输出矩形波。
[0016] W上所述的张弛振荡器，所述的开关电容电路包括第二十M0S管、第二十一 M0S管 和第一电容，时间数字转换器还包括第二十二M0S管、第二十SM0S管、第二十四M0S管、第二 十五M0S管、第二电容、第Ξ电容和第二反相器;第二十M0S管至第二十五M0S管都是NM0S管， 第二十M0S管的漏极接基准信号发生器的第一基准电压输出端，第二十M0S管的源极接第二 十一 M0S管的漏极，并通过第一电容接地;第二十一 M0S管的源极接第二十SM0S管的漏极， 并通过第二电容接地;第二十二M0S管的源极和漏极分别接在第二电容的两端，栅极接积分 脉冲;第二十M0S管的栅极和第二十一 M0S管的栅极分别接两个互补的时钟信号；第二十Ξ M0S管的源极接第二十四M0S管的漏极并通过第Ξ电容接所述比较器的反相输入端，比较器 的同相输入端和第二十四M0S管的源极接基准信号发生器的第二基准电压输出端，比较器 的输出端通过反相器接计数器;第二十四M0S管的栅极接第一时钟信号，第二十SM0S管的 栅极接第二时钟信号；第二十五M0S管的栅极接第Ξ时钟信号，漏极接比较器的反相输入 端，源极接比较器的同相输入端。
[0017] 本发明张弛振荡器自带片上校准功能、忍片与忍片之间误差较小，减少了制片成 本，提高了忍片的精度。
[【附图说明】]
[0018] 下面结合附图和【具体实施方式】对本发明作进一步详细的说明。
[0019] 图1是传统张弛振荡时钟电路的原理图。
[0020] 图2是本发明实施例张弛振荡器的原理框图。
[0021 ]图3是本发明实施例基准信号发生器的原理图。
[0022] 图4是本发明实施例本征振荡器的原理图。
[0023] 图5是本发明实施例施密特触发器的电路图。
[0024] 图6是本发明实施例时间数字转换器的原理图。
[0025] 图7是本发明实施例张弛振荡器自我校准的时序图。
[0026] 图8是本发明实施例Δ tdelay和tlogical的时间间隔图。
[0027] 图9是本发明实施例100次蒙特卡罗模拟结果的原始频率直方图。
[0028] 图10是本发明实施例100次蒙特卡罗模拟结果的校准频率直方图。
[0029] 图11是本发明实施例校准期间输出频率的时序图。
[【具体实施方式】]
[0030] 如图2所示，本发明所提出的自带工艺偏差校准功能的张弛振荡器包括基准信号 发生器、本征振荡器、时间数字转换器和补偿电容阵列。其中，时间数字转换器又包括比较 器、开关电容电路和计数器，用于测量工艺变化引起的频率变化。基准信号发生器向开关电 容电路提供第一基准电压，向比较器提供第二基准电压;本征振荡器的输出频率注入到开 关电容电路，开关电容电路的输出电压接比较器，比较器的输出端接计数器;计数器的输出 端接补偿电容阵列，计数器的输出自动调节补偿电容阵列的电容值，相应地改变了本征振 荡器的频率。
[0031] 具体来说，基准信号发生器为本征振荡器向电容器的充电或者放电提供了一个偏 置电流Ibias，W及一个能保持比较器正常工作的电流1。胃。同时，在自我校准期间，向开关电 容电路提供基准电压化lasl，向比较器电路提供基准电压化ias2。
[0032] 在本征振荡器工作期间，本征振荡器的输出Vout通过非交叠时钟产生电路生成互 补的时钟信号，然后互补的时钟信号连接到开关电容电路的C化端，将其输出频率注入到开 关电容电路，并确定了电容的电压，且该电容被连接到能够驱动数字计数器的比较器的输 入端。计数器输出自动调节补偿电容阵列和相应地改变了本征振荡器的频率。在几个周期 之后，相对于基准频率，本征振荡器的频率会保持稳定，整个校准过程类似于一个简单的锁 相环。同时，为了尽量减少补偿电路本身工艺偏差对校准精度带来的影响，本发明采用了一 个对片上工艺不敏感的校准电路。
[0033] 带隙基准电路
[0034] 基准信号发生器如图3所示，包括13个M0S管和Ξ个电阻R1、R2和R3dM0S管MUM0S 管M2和M0S管M5为NM0S管，其他的M0S管为PM0S管。M0S管M9的源极接M0S管M8的漏极，M0S管 Ml 1的源极接M0S管Μ10的漏极，其余PM0S管的源极接电源。M0S管M5的漏极接M0S管M6的漏 极，源极接地。M0S管Ml的漏极接M0S管M3的漏极，源极接地。M0S管M2的漏极接M0S管Μ4的漏 极，源极通过电阻R1接地。M0S管M9的漏极通过电阻R2接地，M0S管Ml 1的漏极通过电阻R3接 地。MOS管M7的漏极接MOS管M3的漏极，栅极接MOS管M6的漏极。MOS管Ml的栅极、MOS管M2的栅 极、M0S管M9的栅极和M0S管Mil的栅极接M0S管M7的漏极，M0S管M3的栅极、M0S管M4的栅极、 M0S管M5的栅极、M0S管M6的栅极、M0S管M8的栅极和M0S管M10的栅极接M0S管M4的漏极。M0S 管M9的漏极是第一基准电压Vbiasl的输出端，M0S管Mil的漏极是第二基准电压Vbias2的输出 玉山 乂而。
[0035] M0S管M12和M0S管M13的源极接电源，栅极接M0S管M4的漏极，M0S管M12的漏极是偏 置电流Ibias的输出端，接本征振荡器。M0S管M13的漏极是比较器工作电流Icnmp的输出端。
[0036] M0S管Ml和M2是在亚阔值区域工作。M3和M4起到镜像电流源的作用。此外，一个由 18、19、110、111组成的共源共栅镜像电流，用来产生18和^0的栅电压，其对偏置电压化1331 和化ias2的变化不敏感(其中，对偏置电压化iasl和化ias2的影响是由开关电容器电路的电荷注 入引起的）。另外，M5、M6、M7形成了 W紧凑区域为特点的启动电路。
[0037] 偏置电流Ibias等于：
[00；3 引 (1)
[0039] 其中VT = kT/q是一个与工艺无关的热电压，它和绝对溫度成比例，且Kmi、Km2、Km3、 Km4相对应晶体管的W/L比率。通常，Vt的值在室溫下约为26mV，且运样一个微小电流Ibias可 W通过增加化的值来获得。根据表达式（1)，偏置电流将由晶体管的W/L比率，绝对电压和R1 决定。为了减少娃面积，可W用在线性区域下工作的一个晶体管代替电阻R1。然而，运是一 种W牺牲系统稳定性和增加对工艺变化敏感性作为代价的方法。
[0040] 本征振荡器
[0041] 如图4所示，本征振荡器包括两个电流源、作为比较器的施密特触发器、作为缓冲 器的反相器、电容器化、两个作为开关的PM0S管和NM0S管。
[0042] 本征振荡器的镜像电流源W偏置电流Ibias作为输入信号。
[0043] 补偿电容阵列Cc的第一端通过PM0S开关管经第一电流源接电源，通过NM0S开关管 经第二电流源接地。补偿电容阵列的第二端接地，电容器Cr与补偿电容阵列Cc并联。施密特 触发器的输入端接补偿电容阵列Cc的第一端，施密特触发器的输出端接反相器的输入端， 反相器的输出端作为本征振荡器的输出端接作为开关的PM0S管和NM0S管的栅极。
[0044] 采用施密特触发器作为比较器，可W进一步减少功率消耗。施密特触发器包括M0S 管 M14、M0S 管 M15、M0S 管 M16、M0S 管 M17、M0S 管 M18 和 M0S 管 M19,其中 M0S 管 M14、M0S 管 M15 和 M0S管M18是NM0S管，M0S管M16、M0S管M17和M0S管M19是PM0S管。M0S管M17的源极接电源，漏 极接M0S管M16的源极。M0S管M16的漏极作为施密特触发器的输出端接M0S管M15的漏极，M0S 管M15的源极接M0S管M14漏极，M0S管M14源极接地。M0S管M18的漏极接电源，M0S管M19的漏 极接地。M0S管M18的栅极和M0S管M19的栅极接M0S管M16的漏极。M0S管M15的漏极、M0S管M16 的漏极、M0S管M18的栅极和M0S管M19的栅极互连作为施密特触发器的输出端。
[0045] 本征振荡器如果充电和放电的电流相等，则时钟周期可W简化为：
[0046]
[0047] 本征振荡器的具体工作过程如下：首先充电电流对电容器Cr与补偿电容阵列Cc充 电，当电容器Cr与补偿电容阵列Cc上的电压达到施密特触发器的高阔值W后，施密特触发器 的输出电平由高到低，从而使得反相器的电平由低到高，关闭了控制充电电流的PM0S开关， 打开了控制放电电流的NM0S开关，然后电容器Cr与补偿电容阵列C开始放电，当电容器Cr与 补偿电容阵列Cc上的电压达到低阔值时，施密特触发器的输出电平改变，关闭NM0S开关，打 开PM0S开关，所W，电容器Cr与补偿电容阵列Cc又开始充电，之后此过程反复进行，恒定电流 不断地对电容器Cr与补偿电容阵列C流放电，电容器Cr与补偿电容阵列。上产生Ξ角波，反 相器的输出产生矩形波。
[0048] 其中，Vt化和Vthi是施密特触发器的阔值，Cr是充放电电容，Cc是初始值为0的补偿电 容器阵列，Icharge是Ibias的镜像电流。由于近10化3的长时钟周期，被施密特触发器和反相器 引起的在lOns之内的延迟是忽略不计的。
[0049] 时间数字转换器
[0050] 如图5和图6所示，时间数字转换器包括比较器、开关电容电路和计数器。开关电容 电路包括M0S管M20、M0S管M21和第一电容Ci，时间数字转换器还包括M0S管M22、M0S管M23、 M0S管M24、M0S管M25、第二电容C2、第Ξ电容Cs和第二反相器。M0S管M20至M0S管Μ化都是NM0S 管，M0S管Μ20的漏极接基准信号发生器的第一基准电压输出端化iasi，M0S管Μ20的源极接M0S 管M21的漏极，并通过第一电容Cl接地。M0S管M21的源极接M0S管M23的漏极，并通过第二电 容C2接地。M0S管M22的源极和漏极分别接在第二电容C2的两端，栅极接积分脉冲。M0S管M20 的栅极和M0S管M21的栅极分别接两个互补的时钟信号Qk和Qk'DMOS管M23的源极接M0S管 M24的漏极并通过第Ξ电容Cs接比较器的反相输入端，比较器的同相输入端和M0S管M24的 源极接基准信号发生器的第二基准电压输出端Vbias2,比较器的输出端通过反相器接计数 器。M0S管M24的栅极接第一时钟信号S1，M0S管M23的栅极接第二时钟信号S2dM0S管M25的栅 极接第Ξ时钟信号Sla，漏极接比较器的反相输入端，源极接比较器的输出端。
[0051] 时间数字转换器除了M0S管M22的控制信号由外部石英振荡器产生外，其它控制信 号都是由原始时钟产生。Sla、Sl、S2是通过二分频电路和非交叠时钟电路产生的，作用是控 制失调电压消除电路的时序，积分脉冲电路由外部石英振荡器产生，用来确定校准的时间 (相当于是外部提供一个精准时间，通过时间数字转换器，使得片上产生的时钟频率与参考 频率保持一致)。
[0052] 0化和Clk'是由不相重叠电路产生的两个互补的时钟信号。开关管M20、M21和电容 Cl、C2互相连接形成了一个典型的开关电容器电路。
[OOM]首先，Cl和C2的初始值为0,在第一个时钟周期后Vc2(0)增加到Vbiasl的一半，然后在 第二个时钟周期后Vc2(l)增加到Vc2(0)的一半，之后Vc2(n)等于1.5Vc2(n-l) dC2的积分时间 被开关M22所控制，化iasl是前述的基准电压。化ias2的大小设置在0.5化iasl和0.75化iasl之间。
[0054]校准过程表现如下：随着积分脉冲的注入，开关M22周期性地闭合和关断。在M22闭 合前，电压Vc2在第一次周期后增加到0.5化las。比较器的输出在此期间不会改变它的逻辑电 平。在一个半周期之后，Vc2上升到0.75Vbias。然后，比较器的输出逻辑电平会改变并且产生 一个下降沿信号来驱动计数器开始计数。此后，打开开关M22使VC2变为0,同时，一个校准过 程结束。当Vc2达到0.75化ias时，比较器生成一个下降沿信号，运表明，如果1.5Tcdk比开关M22 设置的时间Tin屈小，直到l.STcdk不少于Tint之前，Tclk是不稳定的，并且补偿电容阵列在此 期间会持续改变。由于一开始Tint被设置为比1.5Tcdk更大，Tc化将持续地增加，W保证1.5Tclk 接近Tint。当Tclk增加的时间步长接近Tclk的0.2%左右时，若忽略时间步长误差，可W得到：
[0化5]
[0056]其中，Tc化是时钟周期，td是比较器的延迟时间，Tint是由外部脉冲决定的积分时 间。所W，基本周期Tref可W表示为：
[0化7]
[0058] 其中tlogical是处于比较器高逻辑输出电平和低逻辑输出电平之间的时间间隔。 M23、M24、M25形成了一个典型的失调电压消除电路，在本电路中，考虑到速度和由电荷注入 引起的噪音W及忍片面积，Cs采用一个500巧的采样电容器。
[0059] 如图7所示，Vcik是时钟ak的波形，Clk'是与Clk相反的波开多，Vmjt是比较器的输出， Vcounterjbit是计数器最低位的输出，Vint是积分脉冲波形，由外部产生，Vc2是电容C2上的 电压波形，当时钟信号的第二个下降沿来临时，VC2由0.5Vbias地到0.75Vbiasl，此时，将触发 比较器的输出逻辑电平由高电平改变为低电平，而且运个时候，计数器开始计数。（Vsla为比 较器的工作相位波形，低电平工作在比较状态，高电平工作在失调电压消除状态）。
[0060] 张弛振荡器工艺变化分析
[0061] 合并（1)和(2)，最后的时钟周期表达式如下所示：
[0062]
[00创其中，m表示KmiKm4与Km2Km3的比率。考虑到工艺误差，并假设V化= Vthh-Vthi，等式(5) 可W被重写为：
[0064]
[0065] 运里晶体管1(肌、1^、1((?3、1((?4的失配误差忽略不计。由此可^看出，主要的误差源来 自于电阻Ri，电容CrW及施密特触发器的阔值电压Vth。在通过UMC0.18微米1P6M标准工艺实 现的电路中瓜、位、￥化的变化率(〇)分别为±8%，±8%和±5%。在最不理想的情况下，由 工艺偏差引起的整个误差值约为23%。
[0066] 片上校准
[0067] 时间数字转换器的可靠性取决于Cl、C2、化lasl与化ias2之间的优良匹配。而W上两个 电压取决于电阻R2与化的比率，可W通过常用的布局技巧得W实现(例如共质屯、）。若考虑到 由工艺偏差引起的比较器延迟时间的变化，等式(4)可W改写为：
[006引
[0069] 如果70%Vdd和30%Vdd，被认为是图6中计数器之前的反向器的输出高电平和低 电平，那么根据蒙特卡罗模拟运行100次结果，它的输入电压，即比较器的输出电压，最坏情 况下的变化范围分别为0-434.5mV和482.3mV-lV。根据100次蒙特卡洛模拟仿真的结果（如 图8所示），当用4(K)nA的电流注入比较器时，通过适当地调整比较器内晶体管的尺寸，等式 (7)中第二部分，即两个输出阔值电压之间的时间间隔，在最坏情况下，仍然接近于0.化S。 运就意味着，当基准频率接近10K时，Tref和Tint之间的时间误差率约为0.2 %。根据W上分 析，由工艺偏差引起的固有误差约为±23%。为了实现0.2%的分辨率，本发明使用一个9位 计数器来控制补偿电容器，该计数器是由比较器产生的计数脉冲驱动。当输出频率稳定时， 校准回路被关断。基于比较器微小的延迟时间变化，可W实现片上的自我校准功能。
[0070] 本发明的有益效果：
[0071] 本发明实施例所提出的自带片上校准功能的张弛振荡器，具有功耗低、自我校准 功能简单易行、且精度高的优点。其中，采用施密特触发器作为比较器应用在振荡器电路 中，大大减少了电路的功率耗损；同时，通过自动感应输出时钟频率的变化，W及交替调整 所使用电容进行充电放电，最终使得振荡器的时钟频率保持一致(如图11所示），实现了电 路的自我校准功能。相对于文献【2】中所提及的利用频率-电流转换器反馈机制来保持频率 稳定的锁频环技术，本发明实现的0.31%的工艺敏感度远低于锁频环技术的2.7%，反映出 本发明的自我校准功能精度更高，效果更好。
[0072] 通过蒙特卡罗模拟仿真实验，可W比较出自我校准功能对振荡器工作频率的影 响。图9显示了没有带自我校准功能的振荡器的工作频率(在室溫条件下100次仿真），平均 值和标准偏差值分别为19.4化化和±3.72kHz，误差(ο/μ)值为19.1 %。当振荡器工作在IV 的电源电压下，其静态功耗为9WnW。本发明实施例带有自我校准功能振荡器的输出频率如 图10所示，其平均值和标准偏差值分别为10.24ωζ和± 32.5化，且工艺敏感度（ο/μ)为 0.31 %。此外，本发明所提振荡器在lOOHz时的相位噪声为-38地c/Hz，在lOkHz时为-89地c/ Hz,功耗低于lyW。由此可见，本发明实施例所提出的自我校准功能对于提高时钟电路设计 的精准性、实用性和稳定性具有重要意义。
[0073] 文献3中提及的W电子迁移率作为设计参考的全集成振荡器，是利用了电子迁移 率相对稳定的运一特点，减轻了频率漂移所产生的工艺偏差，从而可W用来产生对无线传 感器网络(WSN)应用足够精准的基准频率。区别于此，本发明实施例所提振荡器相对稳定的 基准频率是通过校准模块驱动补偿电容器进行充电或者放电，从而控制振荡器的基准频率 趋于稳定而实现的。
[0074] 图11是本发明实施例校准期间输出频率的时序图，由于工艺偏差，初始频率是有 很大变化的。而一个稳定的基准频率10.2kHz是通过多个时钟周期获得的。由于数字代码的 非完全同步性，所得到的尖峰脉冲能够被观察到。此外，本发明应用了一个简单的二进制数 字代码用于控制该工作电路中的补偿电容器，从而生成了多个脉冲。随着补偿电容权重的 增加，脉冲变得更睹，而且由于上述的步长误差，最终校准结果比理论计算高出0.1%。
【主权项】
1. 一种自带工艺偏差校准功能的张弛振荡器，其特征在于，包括基准信号发生器、本征 振荡器、时间数字转换器和补偿电容阵列，其中时间数字转换器包括比较器、开关电容电路 和计数器;基准信号发生器向开关电容电路提供第一基准电压，向比较器提供第二基准电 压;本征振荡器的输出频率控制开关电容电路，开关电容电路的输出电压接比较器，比较器 的输出端接计数器;计数器的输出端接补偿电容阵列，计数器的输出自动调节补偿电容阵 列的电容值，相应地改变了本征振荡器的频率。2. 根据权利要求1所述的张弛振荡器，其特征在于，基准信号发生器包括11个MOS管和 三个电阻，第一 MOS管、第二MOS管和第五MOS管为NMOS管，其它的MOS管为PMOS管;第九MOS管 的源极接第八MOS管的漏极，第^^一MOS管的源极接第十MOS管的漏极，其余PMOS管的源极接 电源;第五MOS管的漏极接第六MOS管的漏极，源极接地;第一 MOS管的漏极接第三MOS管的漏 极，源极接地;第二MOS管的漏极接第四MOS管的漏极，源极通过第一电阻接地;第九MOS管的 漏极通过第二电阻接地，第十一 MOS管的漏极通过第三电阻接地;第七MOS管的漏极接第三 MOS管的漏极，栅极接第六MOS管的漏极;第一MOS管的栅极、第二MOS管的栅极、第九MOS管的 栅极和第十一 MOS管的栅极接第七MOS管的漏极，第三MOS管的栅极、第四MOS管的栅极、第五 MOS管的栅极、第六MOS管的栅极、第八MOS管的栅极和第十MOS管的栅极接第四MOS管的漏 极;第九MOS管的漏极是第一基准电压的输出端，第^^一MOS管的漏极是第二基准电压的输 出端。3. 根据权利要求2所述的张弛振荡器，其特征在于，基准信号发生器包括第十二MOS管 和第十三MOS管，第十二MOS管和第十三MOS管是PMOS管;第十二MOS管和第十三MOS管的源极 接电源，栅极接第四M0S管的漏极，第十二M0S管的漏极是偏置电流的输出端，接本征振荡 器;第十三M0S管的漏极是比较器工作电流的输出端。4. 根据权利要求1所述的张弛振荡器，其特征在于，本征振荡器包括施密特触发器、反 相器、电容器、PMOS开关管和NM0S开关管，所述补偿电容阵列的第一端通过PMOS开关管接电 源，通过NM0S开关管接地;补偿电容阵列的第二端接地，电容器与补偿电容阵列并联;施密 特触发器的输入端接补偿电容阵列的第一端，施密特触发器的输出端接反相器的输入端， 反相器的输出端作为本征振荡器的输出端接PMOS开关管的栅极和NM0S开关管的栅极。5. 根据权利要求4所述的张弛振荡器，其特征在于，施密特触发器包括第十四M0S管、第 十五M0S管、第十六M0S管、第十七M0S管、第十八M0S管和第十九M0S管，第十四M0S管、第十五 M0S管和第十八M0S管是匪0S管，第十六M0S管、第十七M0S管和第十九M0S管是PMOS管；第十 七M0S管的源极接电源，漏极接第十六M0S管的源极;第十六M0S管的漏极作为施密特触发器 的输出端接第十五M0S管的漏极，第十五M0S管的源极接第十四M0S管的漏极，第十四M0S管 的源极接地;第十八M0S管的漏极接电源，第十九M0S管的漏极接地;第十八M0S管的栅极和 第十九M0S管的栅极接第十六M0S管的漏极;第十四M0S管的栅极、第十五M0S管的栅极、第十 六M0S管的栅极和第十七M0S管的栅极互连作为施密特触发器的输出端。6. 根据权利要求4所述的张弛振荡器，其特征在于，本征振荡器工作过程如下：首先充 电电流对电容器和补偿电容阵列充电，当电容器和补偿电容阵列上的电压达到施密特触发 器的高阈值后，施密特触发器的输出电平转为低电平，使反相器的输出电平转为高电平，关 闭PMOS开关管，打开NM0S开关管；电容器和补偿电容阵列放电，当电容器和补偿电容阵列的 电压降到施密特触发器的低阈值时，施密特触发器输出电平转为低电平，反相器关闭NM0S 开关管，打开PMOS开关管；电容器和补偿电容阵列反复充放电，补偿电容阵列产生三角波， 反相器输出矩形波。7.根据权利要求1所述的张弛振荡器，其特征在于，所述的开关电容电路包括第二十 M0S管、第二^^一M0S管和第一电容，时间数字转换器还包括第二十二M0S管、第二十三M0S 管、第二十四M0S管、第二十五M0S管、第二电容、第三电容和第二反相器;第二十M0S管至第 二十五M0S管都是匪0S管，第二十M0S管的漏极接基准信号发生器的第一基准电压输出端 Vbiasl，第二十M0S管的源极接第二^^一M0S管的漏极，并通过第一电容接地;第二^^一M0S管 的源极接第二十三M0S管的漏极，并通过第二电容接地;第二十二M0S管的源极和漏极分别 接在第二电容的两端，栅极接积分脉冲;第二十M0S管的栅极和第二十一 M0S管的栅极分别 接两个互补的时钟信号;第二十三M0S管的源极接第二十四M0S管的漏极并通过第三电容接 所述比较器的反相输入端，比较器的同相输入端和第二十四M0S管的源极接基准信号发生 器的第二基准电压输出端V blas2,比较器的输出端通过反相器接计数器;第二十四M0S管的栅 极接第一时钟信号，第二十三M0S管的栅极接第二时钟信号；第二十五M0S管的栅极接第三 时钟信号，漏极接比较器的反相输入端，源极接比较器的输出端。
【文档编号】H03K3/0231GK106059538SQ201610333230
【公开日】2016年10月26日
【申请日】2016年5月19日
【发明人】赵晓锦, 卢欣, 郑平伟
【申请人】深圳大学