Dr3, Dr4 为整流 8, Cf21, Lf2, Cf22 为负半滤波电路 9, Cf 11，Lf 1，Cf 12 为 正半滤波电路10 ;
[0025] 以上两路输出采用共地、"和"电流采样模式(共用一个电阻Rsll)来控制总输出电 流，但各路输出电流均为1/2总电流，采用N个变压器(初级串联，次级分别各自整流滤波)， 则可2N输出，且2N路输出采用共地、"和"电流(共用电阻Rsll)采样模式来控制总输出电 流，但各路输出电流均为1Λ2Ν)总电流；
[0026] 以下为原理性分析过程（以一个开关周期为例）：
[0027] (l)0-T/2 :Qh (上开关管）2开通，Ql (下开关管）3关断：电流由HV+经Qh，流向 Lr (谐振电感）4、Tr (主变压器）6、Cr (谐振电容）5,再返回高压直流电源（HV+ & GND)的 负极地，此阶段为Cr (谐振电容）5充电；Tr (主变压器）6经原副边绕组耦合后，由同名端 关系（ΡΙΝΙ和PIN12设计为同名端)，副边电流经Cd (隔直电容）7交流耦合，经Drl、Dr3整 流8, Cfll，Lfl，Cfl2负半滤波电路9,向负载端提供直流电压/电流；
[0028] (2) T/2-T:Qh (上开关管）2关断，Ql (下开关管）3开通：电流由Cr (谐振电容）5 经Tr (主变压器）6、Lr (谐振电感）4、Q1 (下开关管）3对地放电；Tr (主变压器）6经原副 边绕组耦合后，由同名端关系（PIN3和PINlO设计为同名端)，副边电流经Cd (隔直电容）7 交流耦合，经Dr4、Dr2整流8, Cf21，Lf2, Cf22正半滤波电路10,向负载端提供直流电压/ 电流；
[0029] (3)输出电压采样由：〇￥作1、〇￥作2，1^81、1^82线性采样，而二极管〇 ￥作1、〇￥作2 承担"或"门功能，即采样两路输出电压最高值，由运放电压环控制输出最高电压Vo-max，当 然为改善动态响应特性，Vdfl、Vdf2均增加 snubber (缓冲）电路，输出电流采样由：Rs线 性采样（I〇l+I〇2)*Rs，由运放电流环控制输出总电流1〇=1〇1+1〇2,确保电路输出总电流为 设定值；1):如果省略二极管Dvfbl、Dvfb2,则电压采样模式为"和"模式；且取平均值；这样 在不平衡负载下，单路输出电压有机会超过最大输出设定电压Vo-max值；2):电源输出电 压最大值(包括空载条件下）不应超过IEC (国际电工）规定的超低安全电压，否则包括负载 (如LED灯光源模块）也应做安规认证；
[0030] (4)变压器工作时不可偏磁，所以在变压器输出绕组上必须串联Cd (隔直电容)7， 确保因偏磁带来的饱和现象；且输出阻抗为：Zo=Rl+l A〇Cd)，ω =2 Jif (s)，Rl为负载等效 阻抗，1八ω Cd)为隔直电容7等效阻抗，其他如：变压器内阻，滤波电容阻抗，滤波电感阻抗 忽略不计，由于对于开关频率交流阻抗而言，隔直电容7等效阻抗远小于负载阻抗，可以忽 略不计，但对于低频及直流阻抗而言，则远大于负载阻抗Rl ;所以基于以上原理理论，对于 Cd隔直电容7，/ Q-charge= / Q-discharge, Q= / I*t;Q为电荷（电位：库伦）；对于隔直 电容7,在0-T/2时间充电电荷应等于在T/2-T时间放电电荷；所以电容电压V-Cd=Q/C，同 样不会因为电荷单方向积累而过压（C为电容容量，单位：法拉）；
[0031] (5)在0-T/2 (二分之一周期）内，充电电荷/ Q-charge，Cd (隔直电容）7 对应充电平均电流I-charge=2 ( / Q-charge) /T，同时等于第一路负载电流Iol ;在 T/2-T (二分之一周期）内，放电电荷/ Q-discharge，Cd (隔直电容）7对应放电平均 电流]>discharge=2 (/ Q_discharge)/T，同时等于第二路负载电流1〇2;由于前述 / Q-charge= / Q-discharge，所以1〇1=1〇2,与负载阻抗Z11、Z12大小没有关系，因为 V〇1=I01*Z11;V〇2=I〇2*Z12,，所以1〇1=1〇2与输出电压也没有关系；
[0032] (6)在各路负载上的负载动态电流（iol、i〇2)，分别经（Cf 11、Lfl、Cf 12)负半滤 波电路9及（Cf21、Lf2，Cf22)正半滤波电路10后，与平均电流（1〇1、1〇2)非常接近，纹波 系数在5%以内。
[0033] 实施例2
[0034] 制成一款4路输出电源，设置如下：
[0035] 1)空载电压设置56V (IEC规范超低安全电压60V以内）；
[0036] 2)输出总电流恒流值4. 05A ;
[0037] 3)负载分配分别为：12V，24V，36V，48V (电子负载工作在CV恒压模式下)，各路输 出实际测试电流值均在I. 017±0. 005范围内；
[0038] 4)随机设置各路输出0V-48V范围内任何值（电子负载设置CV模式)，各路输出实 际测试电流值均在I. 017±0. 005范围内；
[0039] 5)用4个LED灯光源（48V/1A)做实际负载测试，结果如上，即使短路其中任何一 路的N颗灯珠(单颗灯珠为12V/1A)，N可以是1，2, 3, 4随机取值，实际测试结果也如上。
[0040] 根据上述说明书的揭示和教导，本实用新型所属领域的技术人员还可以对上述实 施方式进行适当的变更和修改。因此，本实用新型并不局限于上面揭示和描述的具体实施 方式，对本实用新型的一些修改和变更也应当落入本实用新型的权利要求的保护范围内。 此外，尽管本说明书中使用了一些特定的术语，但这些术语只是为了方便说明，并不对本实 用新型构成任何限制。
【主权项】
1. 一种LED对称恒流电路，其特征在于：所述LED对称恒流电路主要以Cy(Y电容）， Tr(主变压器），IC-〇pt〇(光耦）为变压器原边电路与变压器副边电路隔离的器件，所述 Tr(主变压器）承担主功率传输功能；所述IC-opto(光耦）承担闭合环路控制传输功能； 所述变压器原边电路：以L6599(占空比50%+50%，调频f(s)控制)为主控1C;以Tr(主 变压器）、Lr(谐振电感)、Cr(谐振电容)、Qh(上开关管)、Q1 (下开关管）组成谐振半桥 架构，驱动变压器原边绕组，传输能量，其中Lr(谐振电感），Cr(谐振电容）的固有谐振频 率为f(〇)=1八2
);若L6599控制的开关频率f(s) ~f(0)时，那么Qh(上开 关管)、Q1 (下开关管)则可以进入零电压（电流)软开关状态，可以大大减小Qh(上开关管)、Q1 (下开关管）的开关损耗而提高效率；同时也可以减小EMI(电磁干扰）； 所述变压器副边以Cd，Drl，Dr2,Dr3,Dr4,Cfll，Lfl，Cfl2,Cf21，Lf2,Cf22 组成两路对 称整流、滤波输出；其中Cd为隔直电容，交流耦合输出； Drl，Dr2,Dr3,Dr4 为整流，Cf21，Lf2,Cf22 为负半滤波电路，Cfll，Lfl，Cfl2 为正半滤 波电路； 以上两路输出采用共地、"和"电流(共用电阻Rs)采样模式来控制总输出电流，但各路 输出电流均为1/2总电流，采用N个变压器(初级串联，次级分别各自整流滤波)，则可2N输 出，且2N路输出采用共地、"和"电流(共用电阻Rs)采样模式来控制总输出电流，但各路输 出电流均为1A2N)总电流。
【专利摘要】本实用新型提供了一种LED对称恒流电路，以Cy(Y电容),Tr（主变压器）,IC-opto(光耦)为变压器原边与副边电路隔离的器件，Tr(主变压器)承担主功率传输；IC-opto(光耦)承担闭合环路控制传输。变压器原边电路：以L6599为主控IC；以Tr(主变压器)、Lr（谐振电感）、Cr（谐振电容）、Qh（上开关管）、Ql（下开关管）组成谐振半桥架构，驱动变压器原边绕组，传输能量；变压器副边以Cd，Dr1,Dr2,Dr3,Dr4,Cf11,Lf1,Cf12,Cf21,Lf2,Cf22组成两路对称整流、滤波输出；Cd为隔直电容，交流耦合输出；Dr1,Dr2,Dr3,Dr4为整流，Cf21,Lf2,Cf22为负半滤波电路，Cf11,Lf1,Cf12为正半滤波电路，本实用新型的有益效果在于：结构简单，成本低，恒流平衡精准度可以到1%以下，在Cd上损耗小，同时Cd成本远比平衡电感低，恒流平衡精准度远比平衡电感高，具有非常高的经济价值。
【IPC分类】H05B37-02
【公开号】CN204482075
【申请号】CN201520031759
【发明人】付云飞
【申请人】深圳市青昊达科技有限公司
【公开日】2015年7月15日
【申请日】2015年1月16日