专利名称：用于确定一个数字信号的质量的设备与方法
技术领域：
本发明涉及一种设备与方法，用于确定一个数字信号的质量。特别是，本发明涉及一个用于选择最合适信号的方案。
在经过一个信道或媒介，如通过一条电线、光纤、无线电频率(RF)或红外线来进行数据传输的过程中，有若干因素可以影响被传输的数据信号。虽然本发明可适用于广泛范围的信号处理应用并且独立于传输信道，但这里将以其在无线光通信中的应用为重点进行叙述。
今天，许多设备及多数便携式计算机都配备了用于通信连接的无线红外装置。传统上，根据其使用的发射器与接收器是定向还是非定向的，以及其是否依赖于一个在发射器与接收器之间的不间断视线路径的存在，对红外连接进行分类。目前，定向视线连接，此后缩写为LOS(Line of Sight，视线)，使用得最为广泛。因为它们使用定向发射器与接收器，路径损失最小且多路径失真通常是微不足道的。一个能够发射与接收红外信号的单元被称为一个收发器或收发器模块。实际的无线红外收发器模块通常被限定为使用一个光接收器和一个光发射器，光接收器可能是一个光敏二极管(PD)，而光发射器可能是一个发光二极管(LED)。
红外数据协会(Infrared Data Association)，缩写为IrDA，开发出了用于生成短射程(short-range)、点到点的无线红外连接以在移动设备之间进行数据传输的标准。还有一个IrDA标准是“高级红外(Advanced Infrared)”(AIr)，它介绍了具有增加的距离和角度范围的多点连接的可能性。当前实施的IrDA-AIr标准使用一个具有增加的传输距离和角度范围(发射/接收特性)的单收发器模块，其角度范围最大可达120度；还使用一个标准控制器用于处理物理层功能与媒介访问控制。
然而，对在LOS丢失的条件下运行，这种单收发器模块的灵敏度是不够的，并且，有限的角度范围不足以在若干移动设备组成会议桌的情形之下提供完全的LOS连通。这代表使用红外通信的移动设备与即将来临的使用无线电连接，例如基于“蓝牙”标准的移动设备相比的一个严重缺陷。使用红外连接的网络访问设备也为同样的局限性而困扰。
在理论上，有可能应用对来自指向不同方向的光敏二极管阵列的输出信号进行加权模拟组合(分集接收，diversity reception)来提高角度范围和信号质量。但是，将一个具有360度视场的光敏二极管阵列集中为一个集成收发器模块会提高成本并造成很大的元件尺寸以至难以放置在移动设备中而不使视场模糊。另外，由于干扰光敏二极管产生的弱模拟信号的外部噪音拾取，在一个移动设备的不同位置放置光敏二极管并将其与传输线路连接是不可行的。
美国专利No.5,566,022涉及一个红外通信系统。该系统包括多个红外收发器，用于通过自由空气接收和发射红外信号。一个电路判断所接收信号到达的方向并向一个专用逻辑控制器(DLC)提供该信息，用于注册的目的，以及控制各个红外发射器。
由M.R.Pakravan与M.Kavehard发表于InternationalJournal of Wireless Information Network，Vol.2，No.4，1995的文章“Design Considerations of Broadband Indoor InfraredWireless Communication Systems”讨论了接收器方向与视场对信道参数的影响。
在1996年6月23日到27日在Dallas举行的IEEE通信国际会议上，A.P.Tang、J.M.Kahn、Keang-Po Ho所著的论文“Wireless Infrared Communication Links using Multi-BeamTransmitters and Imaging Receivers”中对在红外连接中使用成像接收器进行了分析。
由加州大学伯克利分校的J.B.Carruthers和J.M.Kahn向IEEE Transaction on Communication提交的研究报告“AngleDeversity Nondirected Wireless Infrared Communication”中讨论了对多元素角度分集(angle-diversity)系统的实际考虑。不幸的是，该报告并未为本问题提供一个实际的解决方案，因为它基于高度复杂与昂贵的与模拟高阶信号选择/集中方案相结合的光接收器阵列。
由R.T.Valadas、A.R.Tavares、A.M.de Oliveira Duarte发表于International Journal of Wireless Information Network.Vol.4，No.4，1997的文章“Angle Diversity to Combat theAmbient Noise in Indoor optical Wireless CommunicationSystems”建议了理论上的方法，根据若干光敏二极管的模拟电流来估计若干信噪比。
所有提及的文献叙述了若干理论方法及模拟，但没有对已知技术问题给出实际的解决方案。
美国专利No.5,903,605涉及一种抖动检测方法和设备，用于通知一个自适应均衡器，发送数据的相关抖动超过了一个预定抖动值。一个抖动检测电路接收所发送的数据符号脉冲(symbolpulses)与时钟信号脉冲。然后，抖动检测电路将一个输入数据符号脉冲的指定边缘(如下降边缘)与一个时钟信号脉冲相应的指定边缘(如下降边缘)进行比较，来判断在进入的数据符号脉冲和时钟信号脉冲之间是否存在原始相位误差。显然，对输入数据符号脉冲与时钟信号脉冲之间的相位误差的判断只有在数据符号脉冲被接收时才有意义并起作用。使用所述方案，不能确定通过一个传输信道传送的数字信号的质量。
由于通过传输媒介的数据信号传输会产生相位和振幅上的失真，并且加入了噪声，所以呼唤一种革新方法，以一种可靠与快速的方式来确定数字信号的质量并判断其存在。
本发明的一个目的是克服先有技术的缺陷。
本发明的另一个目的是提供一种方法与设备，用于确定数字信号的质量，优选红外信号，以便实现可靠的通信连接。
本发明还有一个目的是从若干接收信号中选择最合适的信号。
本发明的又一个目的是判断在一个有噪声的接收数字信号中是否存在数据符号脉冲。
本发明还有一个目的是从若干接收信号中至少选择最合适的信号和第二合适的信号以便进行进一步处理。
本发明还有另一个目的是提供一个接收器系统和方法，它提供了足够的，或者甚至是比现有已知安排方案更好的连接覆盖范围。
在权利要求中对本发明作了定义，以实现本发明的目的。其中定义了一个设备与方法，用于确定一个数字信号的质量。
这样一个数字信号代表帧形式的数据，每个帧包括至少一个报头字段和一个数据字段，报头字段包含一个前同步信号(preamble)。前同步信号对每个接收信号来说是相同的，因为可以假设每个接收信号都来自相同的信号源，即来自相同的发射器。当接收信号源于不同的发射器时，则假设所有已发射的信号都保持同样的标准化帧形式。
一般而言，在一个包含脉冲或符号的输入数字信号的前同步阶段，每个输入信道的信号质量都受到监控。信号质量是由连续测量进入脉冲流的脉冲抖动来确定的。具有最小抖动的最优信号被选择并用于时钟与数据同步。另外，在三个信道的情况下，最优的两个信号被选择，用于进一步的处理，而最差信号可以被丢弃。对于红外应用来说，只使用两个信号是由这样的观察来证明的在以视线操作为主的系统中，最多有两个收发器将检测有效信号功率(significant signal power)。最优信号被认为是带有最低误码率或最高信噪比的信号，它表示信号受噪声或其他失真的影响最小。注意，最优信号不一定是最强的信号。
可以理解，抖动或脉冲抖动意味着一个已定义的符号脉冲与一个接收的符号脉冲之间脉冲宽度的偏差，这可能是在传输期间受噪声或其他失真影响而造成的。此外，抖动或脉冲抖动还意味着脉冲边缘之间持续时间的偏差，以上升边缘为例，是在一个已定义的脉冲边缘间持续时间与一个接收到的脉冲边缘间持续时间之间的偏差，这可能是在传输期间或者是当接收器是激活的却没有发射信号时，受噪声或其他失真的影响而造成的。引出偏差，以便为确定对数字信号质量的测量提供一个基础。
基本上，数字信号的质量是由以下设备来确定的一个取样器使用时钟周期对一个数字信号进行取样；一个边缘检测器，用于检测被取样的数字信号的脉冲边缘位置；一个计数器，用于对由边缘检测器检测出的至少一个第一边缘和第二边缘间的时钟周期进行计数；以及一个偏差检测器，它能够将所计数的时钟周期与一个预存的参考值进行比较，以便提供一个偏差值，作为对数字信号瞬时质量的测量。然后，这个偏差值被输送到一个输出储存的绝对偏差值的再制(rework)单元，它是对数字信号质量的测量，也是对包含数据符号脉冲的发射信号是否存在的测量。这样一个再制单元可以包含一个绝对值限幅器(absolute-value limiter)单元，它将一个绝对偏差值输出到一个锁存器(storage latch)去。
当所储存的绝对偏差值被进一步输入到一个泄漏(leaky)积分器，这样优点就产生了，泄漏积分器输出一个能够被用于判断信号质量或确定一个发射信号不存在的有效测量结果。
如果边缘检测器的边缘检测是以一个第一取样值和至少一个第二取样值为基础的，则会产生这样的优点边缘检测器不仅可检测出逻辑状态转变，而且能够检测出带有预定脉冲宽度的脉冲。这意味着，很短的脉冲可以被排除或丢弃。
如果计数器是一个升序计数器或一个模计数器，这是一个优点，因为这样就能够以简单电路系统来实现计数器。这也可以应用于包含一个输出正或负偏差值的比较器的偏差检测器。
当数字信号被脉冲调制编码时，优选脉冲位置调制(PPM)，这就产生了优点数据能够在基带中被传送，并且因而不需要复杂的调制技术。
如果数字信号质量能够在前同步阶段进行确定则尤其有利，这可以被当作在空中(on-the-fly)，因为这样几乎没有延时发生并且最优信号可以一直被立即选择出来以进行进一步的处理。显然，并非全部或整个前同步阶段都被用来确定信号质量。如果在数字信号的前同步阶段中识别出一个符号的起点，最合适信号的选择可以被终止。这尤其意味着，对最合适信号的选择会为输入数据包的提示一直保持。作为对前同步接收几乎零延时之内的信号质量测量的进一步结果，时钟与数据同步变得更加可靠了。
有利的是，用于确定数字信号质量的本方案是为基于噪声的数字信号工作的。因此，在噪声影响环境中的实际应用能够通过去除不承载数据信息的信道而实现可靠的连通性。
本发明在无线光网络中提供了改进的连通性，并且尤其适合于在移动平台或便携设备，如膝上型计算机、手持设备之间的多点连接，以及固定接入点，如转发器站、打印机或外围设备。一个典型的用户场景可以是在一间会议室中包括多个工作站的圆桌配置。
有一个优点是，依据本发明装备了一种装置的通信设备将不需要象以前那样准确地对准定位，并且非常适合于多点网络应用。
本发明申请涉及另一个发明申请，题为“APPARATUS ANDMETHOD FOR DETERMINING A PULSE POSITION FOR ASIGNAL ENCODED BY A PULSE MODULATION”与本发明申请同一天被受理，目前转让给本申请的受让人并且其公开包含于此以供参考。在所提到的专利申请中公开了所获得的最优的两个或多个信号是如何被用于进一步的处理的。
附图描述下面对本发明的优选实施方案进行详细描述，仅以举例的方式，参考以下的示意图。
图1显示了对依据本发明的一个安排方案的示意描绘，它带有三个收发器、伴随信号(accompanying signals)、一个信道选择器，以及用于同步与数据检测的单元。
图1a显示了一个同步单元的方块图，包括一个数据同步检测器、一个锁相环、一个振荡器和一个前同步检测器。
图2显示了一个信道选择器的示意描绘，包含每个信道一个抖动评估器(estimator)、一个最小检测器和一个主多路复用器，用于选择一个具有最优信号质量测量结果的数字信号。
图3显示抖动评估器的主要模块图，包括一个取样器、一个边缘检测器、一个计数器、一个偏差检测器和一个泄漏积分器。
图4显示了最小检测器，它比较三个值、为主多路复用器生成选择信号并在锁存器中储存它们。
图5显示了抖动评估器的组成单元，包括一个抖动检测器和由两个加法器、一个泄漏因子乘法器、一个正值限幅器和一个计时锁存器构成的泄漏积分器。
图6显示了一个抖动检测器的方块图，其输出可以被用于输送到泄漏积分器，其中抖动检测器包括边缘检测器、计数器和偏差检测器，偏差检测器包括一个加法器、一个绝对值限幅器和一个计时锁存器(clocked storage latch)。
图7显示了一个双模式边缘检测器的电路图，它包括一个用于边缘检测的比较器和四个计时锁存器来保留最近的四个输入信号取样。
图8显示了一个安排方案的示意性描绘，它带有三个收发器、伴随信号、一个用于选择第一数字信号和第二数字信号的信道多路复用器、用于同步的单元和一个双信道数据检测器。
图9显示了一个更详细的信道多路复用器的示意描绘，包含每个信道一个抖动评估器、一个最小-最大检测器、一个分集多路复用器(diversity multiplexer)和一个信道质量比较器。
图10显示了最小-最大检测器的示意图，它比较三个值，为第一多路复用电路和第二多路复用电路生成控制信号，并将其储存在锁存器中。
图11显示了分集多路复用器的示意图，它用来选择第一数字信号和第二数字信号。
图12显示了双信道数据检测器的基本方块图，它带有一个双信道符号检测器和一个可变速率数据检测器。
图13显示了信道质量比较器的方块图，它带有一个抖动多路复用器、一个抖动范围量化器、一个存储器单元、一个加法器、一个比较器和一个计时锁存器。
图14显示了用于选择第一和第二抖动值的第一和第二抖动多路复用器。
图15显示了一个抖动范围量化器的示意图，它带有三个比较器和数字逻辑电路。
图16显示了双信道符号检测器的示意图，它还被简单地称为信道检测器，它带有保留第一数字信号的最后四个取样的第一存储单元、保留第二数字信号的最后四个取样的第二存储单元、一个带有概率表的确定单元、一个除四电路和向锁存器输送来保留检测出的脉冲位置的逻辑电路。
图17显示了一个预先计算出的概率表的例子，它保持4-PPM符号值。
图18显示了又一个预先计算出的概率表的例子，它保持4-PPM符号值。
图19显示了又一个安排方案的示意性描绘，它带有三个收发器、伴随信号、用于选择第一数字信号和第二数字信号的信道多路复用器、用于同步的单元和双信道数据检测器。
图20显示了又一个双信道数据检测器的基本方块图，它带有双信道信号检测器和可变速率数据检测器。
图21显示了另一个双信道符号检测器的实施方案，其中确定单元包括附加信息表，来指示第一数字信号的最后四个取样是否形成一个非法4-PPM符号，以及第二数字信号的最后四个取样是否形成一个非法4-PPM符号。
图22显示了又一个双信道符号检测器的实施方案，其中非法符号检测器生成信息来指示第一数字信号的最后四个取样是否形成一个非法4-PPM符号，以及第二数字信号的最后四个取样是否形成一个非法4-PPM符号。
附图仅为描绘的目的而提供，并不代表本发明实际例子的范围。
发明详述虽然本发明可适用于一个范围广泛的信号处理应用，但这里将集中描述其在无线光通信方面的应用，即红外通信应用。在叙述本发明的实施方案之前，依据本发明，一些基础概念将被引入。
PPM-脉冲位置调制依据本发明，使用了一个脉冲位置调制方案，此后缩写为PPM。应当注意到，可以使用其他调制方案来取代，特别有利的是脉冲调制，如游程长度受限码，也可缩写为RLL。PPM提供一个重复编码的可变数据速率。L-时隙脉冲位置调制是通过定义一个持续时间为TD秒的数据符号并随后把符号再细分为一组L个持续时间为TD/L秒的相等时间间隙而实现的，如L＝2，4，8，16，这些时隙也被称为“碎片(chip)”。在L-PPM方案中，每个符号只有一个时隙或碎片包含一个脉冲，代表逻辑“一”或“1”。其他碎片不包含脉冲，代表逻辑“零”或“0”。如果基础被定义为“L＝4”，则结果的调制方案被称为四-时隙脉冲位置调制或4-PPM。因为在每个4-PPM符号中有四个唯一的位置，四个独立符号存在于其中，只有一个碎片是逻辑“1”，而其他碎片都是逻辑“0”，这样就有以下组合1000，0100，0010，0001。这四个符号是在4-PPM中被允许的仅有的合法数据符号。每个数据符号代表一个单数据位对(single data bit pair)的两个数据位，其分别是00，01，10，11。逻辑“1”代表当发射器发射光时的一个碎片时期，而逻辑“0”则代表一个没有光发射的碎片时期。
前同步一个数字信号代表在帧中承载的数据，每个帧包括至少一个数据字段和一个包含前同步信号的报头字段。前同步信号包括一个周期性符号序列来允许初始的载波侦听、符号时钟同步和一个锁相环所进行的碎片时钟相位捕捉，锁相环也称为PLL。这尤其意味着，前同步被用于获得一个数字接收与处理单元的初始相关同步，它是通过对一个周期性脉冲序列的传输而实现的。一个知道每个符号包含多少个时隙的接收站能够在一定时间后对脉冲序列周期进行检测。进而，接收站使用PLL调整其时隙或碎片时钟相位。前同步包括对以下合法4-PPM符号P的多次重复传输，最好是128或者更多，P＝1000。如果对附加信息传输有用或有帮助，其他的每个组合也是可能的。在前同步信号之后可以跟随一个同步字段、一个控制字段、数据字段或其他字段。
下面描述本发明的实施方案，在图中，使用相同的参考号码来表示相同或类似的部分。
图1显示了一个安排方案的示意描绘，它带有三个收发器，分别标记为TR1、TR2、TR3；伴随输出信号，分别标记为S1、S2、S3；一个信道选择器60和同步单元6以及单信道数据检测单元7。三个收发器中的每一个向信道选择器60发送一个二进制量化信号，信道选择器60将一个带有最优信号质量测量结果的数字信号发送到同步单元6和单信道数据检测器7，该信号被称为主信道信号，此后缩写为PCS。同步单元6将第一控制信号和第一时钟信号输送到信道选择器60，其中第一控制信号此后缩写为CTL1，第一时钟信号缩写为CLK1。同步单元6还将第二控制信号和第二时钟信号输送到单信道数据检测器7，其中第二控制信号此后缩写为CTL2，第二时钟信号此后缩写为CLK2。后者(单信道数据检测器7)输出一个标记为RD的接收数据信号，以及一个标记为CLK3的第三时钟信号。单信道数据检测器7还接收一个标记为RR的控制信号输入，它载有关于数据速率降低因子的信息。同步单元6和单元信道数据检测单元7通常是控制模块8的一部分，控制模块8还包含进一步的接收和发送功能。在另一个实施方案中，信道选择器60、同步单元6和单信道数据检测器7都可以被整合在这样一个控制模块8之内。随后，将对信道选择器60和同步单元6进行详细描述。
图1a更详细地显示了图1中所介绍的同步单元6，它包括一个数据同步检测器，标记为DSD；一个锁相环，标记为PLL；一个振荡器，标记为OSC和一个前同步检测器，标记为PD。同步单元6将PCS作为输入，并输出控制信号CTL1和CTL2，以及时钟信号CLK1和CLK2。
图2更详细地显示了信道选择器60，它也被简称为选择器60，它包含三个信道每个信道一个抖动评估器2、一个最小检测器62和一个用于选择PCS的主多路复用器64。三个抖动评估器2的每一个都接收一个二进制输入信号，标记为S1、S2和S3；并且输出一个信道质量测量结果，分别标记为J1、J2和J3。这些信道质量测量结果J1、J2和J3被送入最小检测器62，并由其进行评估以生成选择信号，标记为M1和M2，它们在主多路复用器64的输出端选择PCS。三个抖动评估器2都被时钟信号CLK1驱动，而最小检测器62使用控制信号CTL1及时钟信号CLK1。接着，将对抖动评估器2和最小检测器62进行详细叙述。
图3显示了抖动评估器2的主要模块，它具有一个取样器10、一个边缘检测器20、一个计数器30、一个偏差检测器40和一个泄漏积分器50。取样器10统一对一个数字信号进行取样，该信号是一个二进制量化输入信号，标记为S，每个时钟信号周期进行一次，时钟信号标记为CLK。这样，例如，在一个宽度为125纳秒的标称4-PPM脉冲时间范围之内会产生6次取样。注意，标记为CLK的时钟信号也被送入边缘检测器20、计数器30、偏差检测器40和泄漏积分器50。而标记为CLK的时钟信号与时钟信号CLK1是相同的，是由图1a中所示的同步单元6发出的第一时钟信号。取样器10将其输出送入边缘检测器20，边缘检测器20在其输出信号中提供在时钟信号CLK的一个周期中的状态变化，标记为CE，其中边缘检测器20在由取样器10提供的取样中识别一个已定义的边缘。边缘检测器20的输出信号CE被输入计数器30和泄漏积分器50。在边缘检测器20的输出信号CE中的符合已定义边缘标识的每个状态变化会使标记为EEC的计数器30的输出复位为0值，否则计数器30为每个完整的时钟信号CLK周期对其输出增加一个整量。偏差检测器40将计数器30的输出EEC与一个标记为EEC0的预存参考值相比较，并确定瞬时偏差值RJ＝EEC-EEC0。偏差检测器40进一步处理瞬时偏差值RJ，第一步是只保持其数值(绝对值)｜RJ｜，第二步是在数值｜RJ｜超过一个已定义的最大值｜RJ｜MAX时，以｜RJ｜MAX来限制该数值(｜RJ｜)。因此，当｜RJ｜<｜RJ｜MAX时，标记为PJ的偏差检测器40输出被确定为PJ＝｜RJ｜，或者，当｜RJ｜≥｜RJ｜MAX时，PJ＝｜RJ｜MAX。由偏差检测器40产生的输出PJ与泄漏积分器50的输入是相同的，泄漏积分器50的输出J提供对加在取样器10上的输入信号S的信号质量测量。泄漏积分器50的输出也被反馈回边缘检测器20来控制已定义边缘检测的条件。接下来，将对边缘检测器20、偏差检测器40和泄漏积分器50进行更详细的叙述。
图4详细显示了一个最小检测器62，它使用分别标记为CP1、CP2和CP3的三个比较器比较分别标记为J1、J2和J3的三个输入值，比较器向分别标记为O1、O2和O3的比较器输出赋予二进制值。从这些输出值中，通过使用数字逻辑电路并将选择信号储存在标记为PL的锁存器中为主多路复用器64生成选择信号，锁存器PL是受预先定义的时钟信号CLK1和控制信号CTL1驱动的。注意，比较器CP1、CP2或CP3的输出只有在比较器标记为“+”的正输入值大于标记为“□”的负输入值时才被确证(assert，即获得数字逻辑“真”值)。
图5显示了抖动评估器2的结构，它带有抖动检测器22和泄漏积分器50，泄漏积分器50由两个加法器52、53，一个泄漏因子乘法器54，一个正值限幅器55和一个计时锁存器56构成，抖动检测器22将在图6中进行更详细的描述。抖动评估器2接收一个标记为Sn/S的二进制量化输入信号，以及一个前面定义的时钟信号CLK1，它在内部标记为CLK，并且，它将标记为PJ的输出送入泄漏积分器50。泄漏积分器50根据下面的基本公式来操作Ji＋1＝(1-β)×Ji＋(β×ΔJi)＝Ji＋β×(ΔJi-Ji)其中Ji是一些在时刻τi有效的值，Ji＋1是一些在时刻τi＋1有效的值，β是在范围0＜β≤1内的泄漏因子，最好具有以2为底的幂的形式，2-m，m＝0，1，2，…，ΔJi是在时刻有效的一些增加值。注意，在初始时刻τ0的Ji值J0典型地被设为定义为正值限幅器55最大输出的值；例如，根据图5，J0＝4，因为标记为LNJ的正值限幅器55的输出看起来是被限制为4。在泄漏积分器50的各组成单元之间的信号连接通过下面的公式被定义Jn＝J←LNJ＝f(NJ)，其中NJ＝J＋β×PJD＝J＋β×(PJ-J)F(NJ)代表正值限幅器55的函数，变量Jn、J、LNJ、NJ和PJD是图5中所示的信号标记。还要注意，在上述更新公式中使用的朝左箭头←表示一个时钟引发的锁存器56输出更新。无论如何标记为CLK的时钟信号是否根据锁存器56标记为EN的激活输入的状态而为锁存器56激活，EN与标记为CE的抖动检测器22的输出是相同的。还有，根据为β所选的值和用来代表在抖动评估器2中的标记信号变量的逻辑数据位数目，正值限幅器55可能不是必须的；在这种情况下，LNJ＝f(NJ)＝NJ。进而，抖动评估器2的初始输出值应当在初始时刻τ0被加载到锁存器56中去，这样，例如，Jn＝J←J0＝4。注意，标记为J的泄漏积分器50输出也被反馈回抖动检测器22来控制已定义边缘检测条件。接下来，将对抖动检测器22进行更详细的叙述。
图6显示了在图5中所介绍的抖动检测器22的详细示意图，其输入为二进制量化信号S，信号质量测量结果J和与前面定义的时钟信号CLK1相同的时钟信号CLK，它是由图1a中所示的同步单元6发出的第一时钟信号。抖动评估器22的输出标记为PJ和CE，它们被图5中所示的泄漏积分器50所使用。抖动检测器22是由将在图7中详细显示的一个边缘检测器20、一个计数器30和一个偏差检测器40所组成的，偏差检测器40包括一个加法器44、一个绝对值限幅器42和一个锁存器43。边缘检测器20提供在时钟信号CLK的一个周期内在其输出信号中的状态变化，标记为CE，其中边缘检测器20在来自输入信号S的取样中识别一个已定义边缘；输出信号CE也被输送到计数器30和锁存器43。注意，标记为CLK的时钟信号也被送入计数器30和在偏差检测器40中的锁存器43。在边缘检测器20输出信号中与一个已定义边缘标识一致的每个状态变化都将标记为EEC的计数器30输出复位为0值，否则计数器30为每个完整的时钟信号CLK周期对其输出增加一个整量。加法器44用一个表示为EEC0的预存参考值对计数器30输出的计数EEC进行比较，并确定瞬时偏差值RJ＝EEC-EEC0。正值限幅器42进一步处理瞬时偏差值RJ，第一步是只保持其数值(绝对值)｜RJ｜，第二步是当数值｜RJ｜超过一个已定义的最大值｜RJ ｜MAX时，将该数值｜RJ｜限制为｜RJ｜MAX。因此，标记为LPJ的正值限幅器42的输出被确定为当｜RJ｜<｜RJ｜MAX时，LPJ＝｜RJ｜，或者，当｜RJ≥RJ｜MAX时，LPJ＝｜RJ｜MAX。注意，由偏差检测器40所产生的输出PJ与锁存器43的输出相同，锁存器43的输入是由绝对值限幅器42以标记为LPJ的输出形式提供的。无论如何标记为CLK的时钟信号是否根据锁存器43标记为EN的激活输入的状态而为锁存器43激活，EN与标记为CE的边缘检测器20的输出是相同的。接着，将对边缘检测器20进行更详细的叙述。
图7显示了一个边缘检测器20的电路图，它以两种模式来工作，其输出被标记为CE，它包括一个标记为CP的比较器，CP标记为EDC的输出根据一个标记为JT的预存门限值来控制已定义边缘检测的条件。边缘检测器20还包括四个锁存器，以L1、L2、L3和L4来表示，用于保留对二进制量化输入信号S的最近四个取样。这里，标记为L1的第一锁存器也充当一个取样器10。其他输入还有信号质量测量结果J和驱动锁存器的时钟信号CLK，CLK与前面定义的时钟信号CLK1相同，CLK1是图1a中所示的同步单元6发出的第一时钟信号。分别用二进制变量λn，n＝1，2，3，4，来代表锁存器Ln，n＝1，2，3，4，所储存的二进制内容，并将存储向量定义为Γ＝[λ1，λ2，λ3，λ4，]，其中λn∈{0，1}，n＝1，2，3，4。进一步假设，标记为CE的边缘检测器20输出和标记为EDC的比较器CP输出都是出自集合{0，1}的二进制值。那么，当a)Γ＝[1，1，1，0]且EDC＝0时，或者，b)Γ＝[x，x，1，0]且EDC＝1时，边缘检测器20输出CE＝1，表示检测到一个已定义的边缘，其中x表示一个“不用在意(don’t care)”的值；在所有其他情况下CE＝0，表示没有检测到已定义的边缘。注意，当比较器CP的输入为JT＞J时，EDC＝1，否则，EDC＝0。可以发现，使用如上面所解释的两种不同的边缘检测模式能够提高信道质量测量结果J的分辨率(resolution)。
图8显示了一个安排方案的示意性描绘，它带有三个分别标记为TR1、TR2、TR3的收发器和标记为S1、S2、S3的伴随信号，伴随信号被送入一个接收器系统80，该系统包括一个信道多路复用器70，这里也将其简称为选择器70，一个同步单元6和一个双信道数据检测器100。这三个收发器的每一个都向信道多路复用器70发出一个二进制量化信号，而信道多路复用器70发出第一数字信号，该信号被称为主信道信号，此后缩写为PCS，它代表具有最优信号质量测量结果的接收信号；信道多路复用器70还发出第二数字信号，它被称为分集(diversity)信道信号，此后缩写为DCS，它代表具有次优信号质量测量结果的接收信号；以上两种信号输出(PCS，DCS)被用于双信道数据检测器100的进一步处理。通过使用PCS以及DCS，与仅使用PCS的单信道数据检测器7相比，双信道数据检测器100一般可以实现改进的误码率性能。PCS也与同步单元6相连接，该同步单元6与图1a中已介绍并描述过的同步单元6是相同的。同步单元6向信道多路复用器70输送一个第一控制信号，此后缩写为CTL1，以及第一时钟信号，此后缩写为CLK1。同步单元6还向双信道数据检测器100输送一个第二控制信号，此后缩写为CTL2，以及一个第二时钟信号，此后缩写为CLK2；后者(双信道数据检测器100)还接收一个来自信道多路复用器70的控制信号，标记为ECF。双信道数据检测器100输出一个标记为RD的接收数据信号，和一个标记为CLK4的第四时钟信号。双信道数据检测器100还接收一个载有关于数据速率降低因子信息的控制信号作为输入，该信号标记为RR。同步单元6和双信道数据检测器100可以是某些控制器模块的一部分，该控制器模块包含进一步的接收与发送功能。在图8示意的另一个实施方案中，信道多路复用器70、同步单元6和双信道数据检测器100可以被全部整合在这样一个控制器模块中。接着，将对信道多路复用器70和双信道数据检测器100进行更详细的描述。
图9更详细地显示了信道多路复用器70，它包含三个信道每个信道一个的抖动评估器2、一个最小-最大检测器72和一个用于PCS和DCS的选择的分集多路复用器74。三个抖动评估器，每个都接收一个二进制输入信号，标记为S1、S2和S3，并分别输出标记为J1、J2和J3的信道质量测量结果；二进制输入信号S1、S2和S3还与分集多路复用器74相连。由最小-最大检测器72对信道质量测量结果J1、J2和J3进行评估以生成在分集多路复用器74的输出端选择PCS的选择信号M1和M2，以及选择DCS的选择信号M3和M4。三个抖动评估器2全都受时钟信号CLK1的驱动，并且最小-最大检测器72使用控制信号CTL1和时钟信号CLK1。注意，在该方案中所使用的抖动评估器2与前面参考本叙述的附图5、6和7详细描述过的抖动评估器2是相同的。信道多路复用器70中可以增加一个信道质量比较器73，它输出进一步的控制信号ECF并接收时钟信号CLK1、控制信号CTL1、信道质量测量结果J1、J2和J3，以及选择信号M1、M2、M3和M4。进一步的控制信号ECF可以被双信道数据检测器100所使用。接着，将对最小-最大检测器72、分集多路复用器74和可选信道质量比较器73进行更详细的叙述。
图10详细显示了最小-最大检测器72，它使用三个分别标记为CP1、CP2和CP3的比较器来比较三个标记为J1、J2和J3的输入值，为其输出赋予二进制值，其输出标记为O1、O2和O3。从这些输出值中为分集多路复用器74产生标记为M1、M2、M3和M4的选择信号，这是通过使用数字逻辑电路并将选择信号储存在标记为PL的锁存器中而完成的，锁存器PL是由前面定义的时钟信号CLK1和控制信号CTL1来驱动的。注意，比较器CP1、CP2或CP3的输出只有在比较器标记为“+”的正输入值大于其标记为“-”的负输入值时才被确证(即获得数字逻辑“真”值)。
图11显示了分集多路复用器74的示意图，它带有标记为S1、S2和S3的输入，由标记为MUX1的第一多路复用器电路和标记为MUX2的第二多路复用电路构成，MUX1根据选择信号M1和M2来选择PCS，而MUX2根据选择信号M3和M4来选择DCS。
图12显示了在图8中所介绍的双信道数据检测器100的基本模块，它包括一个双信道符号检测器101，此后简称为信道检测器101，该检测器用于确定一个基于加在其输入端的PCS和DCS的脉冲位置，标记为DDS；它还包括一个可变速率数据检测器103，设计用于处理脉冲位置信息。在本实施方案中，由信道检测器101确定的脉冲位置就是4-PPM符号的脉冲位置。信道检测器101向可变速率数据检测器103提供一个标记为CLK3的第三时钟信号，它还接收一个标记为ECF的输入，该输入是由信道多路复用器70为两种不同检测模式的选择而提供的。信道检测器101和可变速率数据检测器103都使用由同步单元6提供的时钟信号CLK2和控制信号CTL2。可变速率数据检测器103输出一个标记为RD的接收数据信号和一个标记为CLK4的第四时钟信号，它还进一步接收一个标记为RR的输入控制信号，RR载有关于数据速率降低因子的信号。随后，将对双信道符号检测器101进行更详细的叙述，它也被简称为信道检测器101。
图13显示了信道质量比较器73的组成元素，它包括一个抖动多路复用器76、一个抖动范围量化器75、一个加法器标记为ADD、一个存储器标记为ROM、一个比较器标记为CP和一个锁存器标记为L。后者(锁存器L)将其标记为ECF的输出发送到信道检测器101去。抖动多路复用器76接收其来自抖动评估器2的标记为J1、J2和J3的输入，以及来自最小-最大检测器72标记为M1、M2、M3和M4的选择信号。抖动多路复用器76输出主信道抖动和分集信道抖动，主信道抖动此后缩写为PCJ，它相当于包含在PCS中的抖动；分集信道抖动此后缩写为DCJ，它相当于包含在DCS中的抖动。根据PCJ的值，抖动范围量化器75为存储器ROM提供标记为JR的地址，存储器ROM随后输出一个标记为JRT的门限值。加法器ADD计算差值JD＝DCJ-PCJ，而比较器CP在其输入JRT＞JD时确证其输出。根据控制信号CTL1和时钟信号CLK1的值，锁存器L储存比较器CP的二进制输出值来生成控制信号ECF。
图14显示了抖动多路复用器76的示意图，它具有标记为J1、J2和J3的输入，并由一个标记为MUX3的第三多路复用电路和一个标记为MUX4的第四多路复用电路构成，其中MUX3根据选择信号M1和M2选择PCJ，而MUX4根据选择信号M3和M4选择DCJ。
图15详细显示了抖动范围量化器75，它使用三个标记为CP1、CP2和C3的比较器从PCJ输入中为存储器ROM引出两个地址位，标记为JR＝(a1，a2)，三个比较器分别为其输出赋予标记为O1、O2和O3的二进制值。注意，每个比较器CP1、CP2或CP3的输出只有在比较器标记为“+”的正输入值分别大于加在其标记为“-”的负输入端的门限值JT1、JT2或JT3时才被确证(即获得数字逻辑“真”值)。
图16显示了信道检测器101的一个示意性描绘，它用于根据前面缩写为PCS的带有最优信号质量测量结果的第一数字信号输入和前面缩写为DCS的带有次优信号质量测量结果的第二数字信号输入来确定在其标记为DDS＝[c1，c2，c3，c4]的输出的脉冲位置。信道检测器101还包括一个第一存储单元102，用于储存至少一个PCS符号；一个第二存储单元，用于储存至少一个DCS符号，其中两个存储单元都被前面定义的时钟信号CLK2所驱动；还有一个确定单元118，它包括至少一个概率表110，在PCS和DCS被接收的情况下，概率表110被用至少一个PCS符号和至少一个DCS符号来定位，从而在确定单元118的输出端提供两个标记为d1和d2的数据位，该输出被送入4-PPM符号映射电路119来根据下表生成脉冲位置DDS
代表脉冲位置DDS的四个数据位c1，c2，c3和c4被储存在标记为PL的锁存器中，它由标记为CLK3的时钟信号来驱动，CLK3由一个除四时钟除法器105从前面定义的时钟信号CLK2和控制信号CTL2而得，通过将控制信号CTL2连接在标记为RES的除四除法器105的复位输入端来进行时钟信号CLK3与4-PPM符号边界的同步。信道质量比较器73还为确定单元118提供一个标记为ECF的输入，用来在标记为ROM_0和ROM_1的两个不同概率表110之间选择，以激活不同的检测模式这里，当ECF＝0时，检测模式ROM_0被激活；而当ECF＝1时，可选检测模式ROM_1被激活。与一个普通的单信道数据检测器7相比，上述信道检测器101能够在信噪比方面实现一个有效的提高。
图17以概率表110的形式显示了确定单元118的内容实例，它也被标记为ROM_0。该表定义了当ECF＝0时，确定单元118的地址和内容。如图16所示，由4个PCS取样和4个DCS取样构成的地址位与其十进制值被列在表中，最不重要的(leastsignificant)数据位显示在最右边的位置上，其中，4个PCS取样被保留在第一存储单元102以L1p，L2p，L3p和L4p表示的锁存器中；而4个DCS取样被保留在第二存储单元104以L1d，L2d，L3d和L4d表示的锁存器中。每个定位的表条目代表一个4-PPM符号，根据上面表中定义的4-PPM符号映射规则，条目的号码定义了载有脉冲的符号碎片的位置。该概率表ROM_0是一个代表不对称双信道符号检测器101的不对称概率表110，它是在假设PCS总是比DCS的质量要好的情况下设计的。
图18以也被标记为ROM_1的概率表110的形式显示了确定单元118的内容的另一个例子。当控制信号ECF＝1时，该表定义了确定单元118的地址与内容。如图16所示，由4个PCS取样和4个DCS取样构成的地址位与其十进制值被列在表中，最不重要的(least significant)数据位显示在最右边的位置上，其中，4个PCS取样被保留在第一存储单元102以L1p，L2p，L3p和L4p表示的锁存器中；而4个DCS取样被保留在第二存储单元104以L1d，L2d，L3d和L4d表示的锁存器中。每个定位的表条目代表一个4-PPM符号，根据上面表中定义的4-PPM符号映射规则，条目的号码定义了载有脉冲的符号碎片的位置。该概率表ROM_1是一个代表对称双信道数据检测器101的对称概率表110，它是在假设PCS与DCS的质量相同的情况下设计的。
图19显示与图8的安排方案相同的示意描绘，它带有三个标记为TR1、TR2和TR3的收发器，以及标记为S1、S2和S3的伴随输出信号，该信号被送入接收器系统80，接收器系统80包括信道多路复用器70、同步单元6和双信道数据检测器100，区别在于，在图19中的双信道数据检测器100还产生并输出一个第一信令(signaling)数据位和一个第二信令数据位，第一信令数据位被称为非法主符号标志并标记为IPSF，而第二信令数据位被称为非法分集符号标志并标记为IDSF。接下来，将叙述生成并使用这些附加信号的方式。
图20显示了与图12相同的双信道数据检测器100基本模块，它包括信道检测器101，该检测器101用于根据加在其输入端的PCS和DCS来确定标记为DDS的脉冲位置；还包括一个可变速率数据检测器103，设计用来处理脉冲位置，区别在于，图20中的双信道数据检测器100还生成并输出一个标记为IPSF的第一信令数据位和一个标记为IDSF的第二信令数据位。随后将叙述生成这些附加信号的方式。
图21显示了与图16相同的信道检测器101的示意图，它用于根据前面缩写为PCS的带有最优信号质量测量结果的第一数字信号和前面缩写为DCS的带有次优信号质量测量结果的第二数字信号输入来确定其标记为DDS＝[c1，c2，c3，c4]的输出的脉冲位置，区别在于，确定单元118不仅包括至少一个如图16所介绍及图17所描述的概率表110，还包括一个指示表，它分别输出一个标记为f1的第一指示位和一个标记为f2的第二指示位。指示位f1和f2可以被用于分别得出对PCS和DCS的错误统计，它可以被用于确定一个4-PPM/可变速率单元中合适的数据速率降低因子RR。为清楚起见，指示表以及4-PPM/可变速率单元并未显示在图21中。在PCS和DCS被接收时，第一指示位f1仅当在第一存储单元102中的四个取样代表一个非法4-PPM符号时被确证(即获得数字逻辑“真”值)，而第二指示位仅当在第二存储单元104中的四个取样代表一个非法4-PPM符号时被确证(即获得数字逻辑“真”值)。两个指示位f1和f2都被储存在标记为PL的锁存器中，锁存器PL由标记为CLK3的时钟信号驱动，CLK3由一个除四时钟除法器105从前面定义的时钟信号CLK2和控制信号CTL2而得，通过将控制信号CTL2连接在标记为RES的除四除法器105的复位输入端来进行时钟信号CLK3与4-PPM符号边界的同步。
图22又显示了与图16相同的信道检测器101的示意图，它用于根据前面缩写为PCS的带有最优信号质量测量结果的第一数字信号和前面缩写为DCS的带有次优信号质量测量结果的第二数字信号输入来确定其标记为DDS＝[c1，c2，c3，c4]的输出的脉冲位置，区别在于，本方案额外包含了两个非法符号检测器122，它们在这里生成并输出分别标记为f1的第一指示位和标记为f2的第二指示位。在PCS和DCS被接收的情况下，第一指示位f1仅当在第一存储单元102中的四个取样代表一个非法4-PPM符号时被确证(即获得数字逻辑“真”值)，而第二指示位仅当在第二存储单元104中的四个取样代表一个非法4-PPM符号时被确证(即获得数字逻辑“真”值)。两个指示位f1和f2都被储存在标记为PL的锁存器中，锁存器PL由标记为CLK3的时钟信号驱动，CLK3从一个除四时钟除法器105由前面定义的时钟信号CLK2和控制信号CTL2而得，通过将控制信号CTL2连接在标记为RES的除四除法器105的复位输入端来进行时钟信号CLK3与4-PPM符号边界的同步。如上所示，指示位f1和f2可以分别用于得到PCS和DCS的错误统计，并允许确定数据速率降低因子RR。
任何公开的实施方案都可以被结合到所示和/或所述的一个或几个其他实施方案中。这对实施方案的一个或多个特性来说也是可能的。这里所述并声明的步骤并不必需以给出的顺序来执行。该步骤至少可以扩展为以任何其他顺序来进行。
权利要求
1.用于确定一个数字信号(S)质量的设备(2)，包括一个取样器(10)，使用时钟周期(CLK)，用于对数字信号(S)取样，在每个定义脉冲宽度上进行n个取样，其中n≥1；一个边缘检测器(20)，用于检测所取样的数字信号的一个脉冲的边缘；一个计数器(30)，用于对在边缘检测器检测到的边缘之间的时钟周期进行计数；以及一个偏差检测器(40)，它能够将所计数的时钟周期(EEC)与一个预存的参考值(EEC0)进行比较，以便提供一个偏差值(RJ)，作为对数字信号(S)瞬时质量的测量结果。
2.依据权利要求1的设备，包括一个绝对值限幅器单元(42)，用于响应偏差值(RJ)生成一个绝对偏差值(LPJ)；以及一个锁存器(43)，用于储存绝对偏差值(PJ)。
3.依据权利要求1的设备，包括一个泄漏积分器(50)，用于响应绝对偏差值(PJ)，生成一个信号质量测量值(J)。
4.依据权利要求3的设备，其中泄漏积分器(50)具有一个泄漏因子β，该泄漏因子β具有以2为底的幂的形式，即2-m，m≥0，这样β就在以下范围中0＜β≤1。
5.依据权利要求1的设备，其中，边缘检测器(20)根据一个第一取样值和至少一个第二取样值来进行边缘检测。
6.依据权利要求1的设备，其中计数器(30)包括一个升序计数器，最好是一个模N计数器，其中N是一个整数。
7.依据权利要求1的设备，其中偏差检测器(40)包括一个比较器(44)，它提供一个正或负偏差值(RJ)。
8.依据权利要求1的设备，其中数字信号(S)是由一个脉冲调制，最好是脉冲位置调制(PPM)来编码的，并且其中数字信号(S)代表加载在帧中的数据，该帧包括至少一个报头字段和一个数据字段，该报头字段中包含一个前同步信号。
9.依据权利要求8的设备，其中数字信号(S)的质量在前同步信号中是可确定的。
10.依据权利要求1的设备，其中数字信号(S)包括一个红外信号，最好是一个4-PPM信号。
11.依据权利要求1的设备，其中数字信号(S)包括不含数据的噪声信号。
12.一个选择器(60；70)，具有多个信道、逻辑电路(62，64；72，73，74)，用于选择一个所述信道的子集以进行进一步的处理；还具有依据前述权利要求之一与每个所述信道相关的设备(2)。
13.依据权利要求12的选择器(60)，其中逻辑电路(62，64)包括一个最小检测器(62)，用于检测带有最优信号质量测量结果的一个数字信号(PCS)；以及一个主多路复用器(64)，用于选择它以进行进一步处理。
14.依据权利要求12的选择器(70)，其中逻辑电路(72，74)包括一个最小-最大检测器(72)，用于检测一个带有最优信号质量测量结果的第一数字信号(PCS)和一个带有次优质量测量结果的第二数字信号(DCS)；和一个分集多路复用器(74)，用于选择这些数字信号(PCS，DCS)以进行进一步处理。
15.依据权利要求14的选择器(70)，其中逻辑电路(73)包括一个信道质量比较器(73)，用于提供一个控制信号(ECF)。
16.一个接收器系统(80)，包括一个依据前述权利要求14和15之一的信道多路复用器(70)以及一个信道检测器(101)，该检测器(101)用于根据带有最优信号质量测量结果的第一数字信号(PCS)和带有次优信号质量测量结果的第二数字信号(DCS)来确定一个脉冲位置，该设备(信道检测器101)包括一个第一存储单元(102)，用于储存带有最优信号质量测量结果的第一数字信号(PCS)的至少一个符号；一个第二存储单元(104)，用于储存带有次优信号质量测量结果的第二数字信号(DCS)的至少一个符号；以及一个确定单元(118)，它包括一个概率表(110)，在第一和第二数字信号(PCS，DCS)被接收的情况下，该概率表被用带有最优信号质量测量结果的第一数字信号(PCS)的至少一个符号和带有次优信号质量测量结果的第二数字信号(DCS)的至少一个符号来定位，从而提供一个定义为该脉冲位置(DDS)的值。
17.用于确定一个数字信号(S)的质量的方法，该方法包括以下步骤对数字信号(S)进行取样，在每个定义的脉冲宽度上进行n个取样，其中n≥1；检测所取样的数字信号的一个脉冲的一个边缘；对边缘之间的时钟周期进行计数；以及用所计数的时钟周期(EEC)与一个预存的参考值(EEC0)进行比较，以便输出一个偏差值(RJ)作为数字信号(S)瞬时质量的测量。
18.依据权利要求17的方法还包括将偏差值(RJ)输送到一个绝对值限幅器单元(42)的步骤，该绝对值限幅器单元(42)提供一个绝对偏差值(LPJ)；以及将绝对偏差值(LPJ)输送到一个锁存器(43)的步骤，该锁存器(43)输出绝对偏差值(PJ)以进行进一步的处理。
19.依据权利要求18的方法，还包括将绝对偏差值(PJ)输送到一个泄漏积分器(50)的步骤，该泄漏积分器(50)输出一个信号质量测量结果(J)。
20.依据权利要求17的方法，还包括检测一个具有最优信号质量测量结果的第一数字信号(PCS)并选择它以进行进一步处理的步骤。
21.依据权利要求20的方法，还包括检测一个具有次优信号质量测量结果的第二数字信号(DCS)并选择这些信号(PCS，DCS)以进行进一步处理的步骤。
22.依据权利要求17的方法，其中数字信号(S)的质量是在数字信号(S)的前同步信号内进行确定的。
23.依据权利要求21的方法，其中，如果在数字信号(S)的前同步信号内，一个符号的起点被识别出来，则停止选择第一数字信号(PCS)和第二数字信号(DCS)，随后，第一数字信号(PCS)和第二数字信号(DCS)的选择被保留。
24.依据权利要求1 7的方法，其中，偏差值(RJ)和/或信号质量测量结果(J)是对至少两个数字信号，最好是三个数字信号来确定的。
25.一种接收方法，包括依据前述权利要求17到24之一的方法，而且还包括以下用于确定该数字信号(S)的一个脉冲位置的步骤，它是被至少作为第一数字信号(PCS)和第二数字信号(DCS)而接收的储存一个概率表(110)；储存第一数字信号(PCS)的至少一个符号；储存第二数字信号(DCS)的至少一个符号；以及用第一数字信号(PCS)的至少一个符号与第二数字信号(DCS)的至少一个符号来定位概率表(110)，从而使概率表(110)提供一个被定义为脉冲位置(DDS)的值。
全文摘要
本发明提供了一种设备与方法,用于确定一个数字信号(S)的质量。使用时钟周期(CLK)以每个定义脉冲宽度n个取样的方式对进入的数字信号(S)进行取样,其中n≥1。接着,一个边缘检测器(20)检测所取样的数字信号的一个脉冲的边缘位置,而一个计数器(30)对边缘检测器所检测出的至少一个第一边缘和第二边缘之间的时钟周期进行计数。一个偏差检测器(40)随后对所计数的时钟周期(EEC)与一个预存的参考值(EEC
文档编号H04L25/02GK1332529SQ01122448
公开日2002年1月23日 申请日期2001年7月9日 优先权日2000年7月10日
发明者沃尔特·赫特, 弗里茨·格菲勒 申请人:国际商业机器公司