专利名称：直接变换接收装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及采用将接收频率直接变频为基带频率的直接变换接收方式的接收装置。
背景技术：
直接变换接收方式是通过将接收到的RF信号(高频信号)和与该信号相同频率的本机信号在混频器进行混合，从而将该接收到的RF信号直接变频为基带信号并进行检波的接收方式。该直接变换接收方式与作为目前接收方式主流的超外差式接收方式相比，不需要IF滤波器等中频(IF)电路而适于IC化，所以被期待成为适合接收机的小型化、低消耗功率化、低成本化的接收方式。以下，参照图1来说明采用了现有的直接变换接收方式的接收装置(以下简称为‘直接变换接收装置’)。图1是表示现有的直接变换接收装置的结构方框图。
天线11接收到的RF信号通过RF带通滤波器12，由RF放大器13放大后，由功率分配器14分配为两个。
另一方面，从本机振荡器17供给的本机信号(Lo信号)通过90°分配器18进行分配，送至混频器15和混频器16。再者，送至混频器15和混频器16的本机信号成为相互具有90°的相位差的信号。
功率分配器14分配的各信号分别通过混频器15和混频器16与来自90°分配器18的本机信号进行混合，从而变频为基带信号。因此，通过混频器15和混频器16获得的基带信号成为相互具有90°的相位差的信号。
通过混频器15和混频器16获得的基带信号分别通过低通滤波器19、20，由基带放大器21、22进行放大，由A/D变换器23、24进行采样处理。由A/D变换器23和A/D变换器24采样处理过的I(同相)分量和Q(正交)分量的基带信号被送至数字信号处理电路等。
这样的直接变换接收方式不需要IF电路，所以是适合接收机的小型化、低消耗功率化、低成本化的方式。
但是，在上述现有的直接变换接收装置中，存在以下的问题。即，各混频器15、16中的Lo-RF端口间和Lo-BB端口间的隔离不完全，所以来自本机振荡器17的本机信号漏泄到BB端口和RF端口。这里，BB端口相当于低通滤波器19、20侧的端口，RF端口相当于功率分配器14侧的端口。
漏泄到BB端口的本机信号由各低通滤波器19、20除去，所以没有问题。，但是，漏泄到RF端口的本机信号是与接收信号频率相同的信号，所以存在问题。
即，首先，第1，漏泄到RF端口的本机信号是与期望信号相同频率的信号，所以通过RF带通滤波器12从天线11发射。于是，从天线11发射的电波成为不期望的电波，成为对其他终端的干扰波。
第2，漏泄到RF端口的本机信号由功率分配器14、RF放大器13或RF带通滤波器12反射，被输入到混频器15和混频器16。因此，在该混频器15或混频器16中，通过将来自分配器18的本机信号和反射输入的本机信号进行乘法，来进行自身检波。
如果由混频器15、16进行自身检波，那么对低通滤波器19、20分别输出DC偏差，即直流分量。即，在通过混频器15、16得到的基带信号上附加了DC偏差。其结果，通过混频器15、16得到的基带信号受到DC偏差的影响，其电压升高或降低。DC偏差造成的电压变化在上述的A/D变换时成为问题。
因此，在本机信号漏泄到RF端口的情况下，由于混频器15、16中的自身检波引起的DC偏差，所以在本接收装置中接收灵敏度受到抑制，产生接收差错率特性的恶化。
如以上那样，在现有的直接变换接收装置中，由于本机信号的漏泄，所以存在产生来自天线的不期望发射，因DC偏差使差错率特性恶化的问题。
为了防止以上的问题，在(日本)特开平6-268546号公报中披露了以下的方法。即，由功率分配器14将接收到的RF信号分配为四个，使分配的各RF信号分别通过0°、90°、180°和270°的移相器。根据该结构，对于从混频器漏泄到天线侧的本机信号来说，分别赋予0°、90°、180°和270°的相位差。由此，漏泄的各本机信号在由功率分配器进行加法时被抵消。其结果，可以防止来自天线的本机信号的不期望发射。
但是，在该方法中，即使可以防止来自天线的不期望发射，仍不能防止DC偏差的产生。即，从混频器漏泄到天线侧的本机信号由功率分配器或移相器反射而被输入到混频器。其结果，在混频器中进行自身检波，所以产生DC偏差。
发明内容
本发明的目的在于提供一种直接变换接收装置，防止来自天线的不期望发射，并且防止DC偏差造成的差错率特性的恶化。
根据本发明的一形态，直接变换接收装置包括分配部件，将通过天线接收到的高频信号分配为第1信号和第2信号这两个信号；变换部件，通过对所述第1信号和所述第2信号使用与对应各信号相同频率的本机信号进行频率变换来分别生成所述第1基带信号和所述第2基带信号，以便从所述第1信号获得的第1基带信号和从所述第2信号获得的第2基带信号成为反相的关系；以及加法部件，取得所述第1基带信号和所述第2基带信号的差分来生成规定信道的基带信号。
根据本发明的另一形态，直接变换接收装置包括变换部件，通过对天线接收到的高频信号使用与所述高频信号相同频率的本机信号进行频率变换，从而生成规定信道的基带信号；发生部件，使用所述本机信号来强制产生DC偏差；以及加法部件，从所述规定信道的本机信号中扣除所述DC偏差。
图1是表示现有的直接变换接收装置的结构方框图；图2是表示本发明实施例1的直接变换接收装置的结构方框图；图3是表示本发明实施例2的直接变换接收装置的结构方框图；图4是表示本发明实施例3的直接变换接收装置的结构方框图；图5是表示本发明实施例4的直接变换接收装置的结构方框图；图6是表示本发明实施例5的直接变换接收装置的结构方框图；
图7是表示本发明实施例6的直接变换接收装置的结构方框图；图8是表示本发明实施例7的直接变换接收装置的结构方框图；及图9是表示本发明实施例8的直接变换接收装置的结构方框图。
具体实施例方式
以下，参照附图来详细说明本发明的实施例。
(实施例1)图2是表示本发明实施例1的直接变换接收装置的结构方框图。在图2中，带通滤波器102仅将从天线101接收到的RF信号(高频信号)中期望频带的信号输出到RF放大器103。RF放大器103对来自带通滤波器102的期望频带的RF信号进行放大并输出到功率分配器104。
功率分配器104将通过RF放大器103放大的RF信号分配为四个，将进行了分配的RF信号输出到混频器108和移相器105、106、107。
移相器105将来自功率分配器104的RF信号进行180°移相并输出到混频器109。移相器106将来自功率分配器104的RF信号进行90°移相并输出到混频器110。移相器107将来自功率分配器104的RF信号进行270°移相并输出到混频器111。
本机振荡器112产生与期望RF信号相同频率的本机信号并输出到各混频器108～111。混频器108通过将来自功率分配器104的RF信号和来自本机振荡器112的本机信号进行混频，从而将来自功率分配器104的RF信号变频到基带来生成基带信号。同样地，混频器109、110、111通过将来自移相器105、106、107的RF信号和来自本机振荡器112的本机信号分别进行混频，将来自移相器105～107的RF信号变频到基带来生成基带信号。
加法器113将来自混频器108的基带信号和来自混频器109的基带信号的差分输出到低通滤波器115。同样地，加法器114将来自混频器110的基带信号和来自混频器111的基带信号的差分输出到低通滤波器116。
低通滤波器115和低通滤波器116从来自加法器113、114的基带信号中分别除去高频噪声，输出到基带放大器117、118。
下面，说明具有上述结构的直接变换接收装置的工作情况。通过天线101接收的RF信号通过带通滤波器102成为期望频带的RF信号。期望频带的RF信号由RF放大器103放大后，通过功率分配器104被分配为四个RF信号(以下称为‘第1RF信号’、‘第2RF信号’、‘第3RF信号’和‘第4RF信号’)。第1RF信号至第4RF信号被分别输出到混频器108、移相器105、移相器106、移相器107。
来自功率分配器104的第2RF信号至第4RF信号通过移相器105～107分别移相180°、90°和270°后，被输出到混频器109～111。
由本机振荡器112产生的本机信号被输入到各混频器108～111。在混频器108～111中，分别将来自本机振荡器112的本机信号和通过对应的移相器105～107移相过的RF信号进行混频。由此，第1RF信号和移相过的第2RF信号至第4RF信号分别变频到基带，成为第1基带信号至第4基带信号。第1基带信号和第2基带信号被输出到加法器113，而第3基带信号和第4基带信号被输出到加法器114。
在此时刻，第1基带信号和第2基带信号因第2RF信号移相180°而成为反相的关系。同样，第3基带信号和第4基带信号因第3RF信号移相90°、第4RF信号移相270°而成为反相关系。
在加法器113中，取得第1基带信号和第2基带信号的差分。即，从第1基带信号中扣除第2基带信号。这里，第1基带信号和第2基带信号为反相关系，所以在加法器113中，将第1基带信号和第2基带信号以同相进行加法。由此，在加法器113中，生成Ich的基带信号。
在加法器114中，取得第3基带信号和第4基带信号的差分。即，从第3基带信号中扣除第4基带信号。这里，第3基带信号和第4基带信号为反相关系，所以在加法器114中，第3基带信号和第4基带信号以同相进行加法。由此，在加法器114中，生成Qch的基带信号。
再者，不用说，Ich的基带信号和Qch的基带信号相对于第1RF信号因第3RF信号移相90°而产生90°的相位差。
Ich的基带信号和Qch的基带信号分别由低通滤波器115、116除去高频噪声后，由带通滤波器117、118进行放大。放大过的Ich的基带信号和Qch的基带信号通过未图示的A/D变换器进行采样处理后，被输出到数字信号处理电路等。
下面，着眼于混频器108～111中漏泄的本机信号来说明具有上述结构的直接变换接收装置的工作情况。即使在本实施例的直接变换接收装置中，也与现有方式同样，来自本机振荡器112的本机信号有可能漏泄到各混频器108～111中。
在混频器108中漏泄到RF端口的本机信号未被移相，到达功率分配器104。在混频器109中漏泄到RF端口的本机信号通过移相器105移相180°后到达功率分配器104。因此，来自混频器108的本机信号和来自混频器109的本机信号在到达功率分配器104的时刻成为反相的关系，所以在功率分配器104中通过加法而相互抵消。
同样地，在混频器110中漏泄到RF端口的本机信号通过移相器106移相90°后到达功率分配器104。在混频器111中漏泄到RF端口的本机信号通过移相器107移相270°后到达功率分配器104。因此，来自混频器110的本机信号和来自混频器111的本机信号在到达功率分配器104时刻成为反相的关系，所以在功率分配器104中通过加法而相互抵消。由此，可以大幅度抑制因本机信号漏泄造成的来自天线的不期望发射。
如上述那样，通过设置移相器105至移相器107，在混频器108～111中漏泄的本机信号在功率分配器104中基本被完全消除。
但是，混频器108中漏泄的本机信号在被功率分配器104消除以前，由该功率分配器104反射而被输入到混频器108。此外，混频器109中漏泄的本机信号在由功率分配器104消除以前，由移相器105或功率分配器104反射而被输入到混频器109。同样地，混频器110和混频器111中漏泄的本机信号在由功率分配器104消除以前，分别由移相器106、107或功率分配器104反射而同样被输入到混频器110、111。
具体地说，在混频器108中漏泄的本机信号不移相地由功率分配器104反射后，被再次输入到混频器108。
在混频器109中漏泄的本机信号通过移相器105移相180°后，由功率分配器104反射，通过移相器105再次移相180°后，被输入到混频器109。此外，在混频器109中漏泄的本机信号由移相器105反射而被输入到混频器109。即，混频器109中漏泄的本机信号和反射来的本机信号成为同相的关系。
同样，在混频器110(混频器111)中漏泄的本机信号通过移相器106(移相器107)移相90°(270°)后，由功率分配器104反射，通过移相器106(移相器107)再次移相90°(270°)后，被输入到混频器110(混频器111)。此外，在混频器110(混频器111)中漏泄的本机信号由移相器106(移相器107)反射而被输入到混频器110(混频器111)。即，混频器110(混频器111)中漏泄的本机信号和反射来的本机信号成为反相的关系。
然后，在混频器108～111中，通过将反射来的本机信号和来自本机振荡器112的本机信号进行混频，进行自身检波而产生DC偏差。这里，在混频器108中产生的DC偏差和在混频器109中产生的DC偏差成为同相关系。同样，在混频器110中产生的DC偏差和在混频器111中产生的DC偏差成为同相关系。
于是，在混频器108～111中，产生DC偏差，但在加法器113中从混频器108产生的DC偏差中扣除混频器109产生的DC偏差。因此，通过加法器113生成的Ich的基带信号成为除去了DC偏差的信号。同样，在加法器114中，从混频器110产生的DC偏差中扣除混频器111产生的DC偏差。因此，通过加法器114生成的Qch的基带信号成为除去了DC偏差的信号。由此，可以大幅度地防止DC偏差造成的差错率特性的恶化。
于是，在本实施例中，在对接收信号(高频信号)进行变频来生成基带信号时，首先，将接收信号分配为第1信号和第2信号，对第1信号和第2信号进行变频，使得从第1信号获得的基带信号和从第2信号获得的基带信号成为反相。进而，进行从成为相互反相关系的两个基带信号中的一个基带信号中扣除另一个基带信号的减法处理。
由此，相互为反相关系的各基带信号被进行同相加法，所以成为合适的规定信道的基带信号。另一方面，相对于第1信号的变频时有可能产生的DC偏差和相对于第2信号的变频时有可能产生的DC偏差为同相的关系，所以在上述减法处理中被消除。由此，可以防止DC偏差造成的差错率特性的恶化。
而且，在本实施例中，在对第1信号进行变频时漏泄到RF端口D的本机信号和对第2信号变频时漏泄到RF端口的本机信号成为相互反相的关系，所以各本机信号在RF端口侧相互抵消。由此，可以防止来自天线的不期望的发射。
(实施例2)在本实施例中，说明在实施例1中通过减少使用的移相器的种类，来抑制移相器的特性的偏差的情况。
在上述实施例1中，作为移相器，使用移相90°、180°和270°的三种移相器。使用的移相器的种类越多，越可能因各移相器的偏差引起接收信号的特性恶化。
因此，在本实施例中，仅使用移相90°和180°的两种移相器。以下，参照图3来说明本实施例的直接变换接收装置。
图3是表示部分们实施例2的直接变换接收装置的结构方框图。对于图3中的与实施例1相同的结构附以与图2相同的标号，并省略详细的说明。
在图3中，功率分配器201将RF放大器103放大的RF信号分配为两个，将分配过的RF信号输出到功率分配器202和移相器106。功率分配器202将来自功率分配器201的RF信号分配为两个，将分配过的RF信号输出到混频器108和移相器105a。功率分配器203将通过移相器106移相90°的RF信号分配为两个，将分配过的信号输出到混频器110和移相器105b。
下面，说明具有上述结构的直接变换接收装置的工作情况。再者，将省略说明本实施例中的与实施例1相同的工作情况。
通过RF放大器103放大的RF信号由功率分配器201分配为两个RF信号(以下称为‘第5RF信号’和‘第6RF信号’)。第5RF信号被输出到功率分配器202，而第6RF信号被输出到移相器106。
第5RF信号通过功率分配器202分配为两个RF信号(以下称为‘第7RF信号’和‘第8RF信号’)。第7RF信号和第8RF信号分别在混频器108、109中进行与实施例1相同的处理。输入到混频器108中的第7RF信号和输入到混频器109中的第8RF信号与实施例1同样，是反相的关系。
第6RF信号通过移相器106移相90°后，通过功率分配器203分配为两个信号(以下称为‘第9RF信号’和‘第10RF信号’)。第9RF信号被输出到混频器110，第10RF信号通过移相器105b移相180°后，被输出到混频器111。第9RF信号和第10RF信号分别在混频器110、111中进行与实施例1相同的处理。输入到混频器110中的第9RF信号和输入到混频器111中的第10RF信号与实施例1同样，是反相的关系。
根据上述结构，在加法器113中，通过将第1基带信号和第2基带信号以同相进行加法，来生成Ich的基带信号。在加法器114中，通过将第3基带信号和第4基带信号以同相进行加法，来生成Qch的基带信号。
混频器108漏泄的本机信号不移相地到达功率分配器202。混频器109漏泄的本机信号由移相器105a移相180°后到达功率分配器202。因此，来自混频器108的本机信号和来自混频器109的本机信号在到达功率分配器202的时刻成为反相的关系，在功率分配器202中通过加法而相互抵消。
同样，混频器110漏泄的本机信号不移相地到达功率分配器203。混频器111漏泄的本机信号由移相器105b移相180°后到达功率分配器203。因此，来自混频器110的本机信号和来自混频器111的本机信号在到达功率分配器203的时刻成为反相的关系，在功率分配器203中通过加法而相互抵消。由此，可以大幅度抑制因本机信号漏泄引起的来自天线的不期望发射。
而且，在混频器108～111中假设发生DC偏差的情况下，混频器108产生的DC偏差和混频器109产生的DC偏差成为同相的关系。因此，在加法器113中，通过从混频器108产生的DC偏差中扣除混频器109产生的DC偏差，生成的Ich的基带信号成为除去了DC偏差的信号。
同样，混频器110产生的DC偏差和混频器111产生的DC偏差成为同相的关系。因此，在加法器114中，通过从混频器110产生的DC偏差中扣除混频器111产生的DC偏差，生成的Qch的基带信号成为除去了DC偏差的信号。由此，可以大幅度地防止因DC偏差造成的差错率特性的恶化。
于是，根据本实施例，仅使用移相90°和180°的两种移相器，所以与使用三种移相器的实施例1相比，可以防止因DC偏差造成的差错率特性的恶化和来自天线的不期望发射，同时可以抑制移相器的特性偏差造成的接收信号的特性恶化。
(实施例3)在本实施例中，说明在取代实施例1或实施例2中使RF信号移相，而使本机信号移相的情况。
在上述实施例1和上述实施例2中，使用移相器来使RF信号移相。但是，在使RF信号移相的情况下，在RF信号中产生延迟，使接收质量恶化，或由于补偿产生的延迟而使处理变得复杂。
因此，在本实施例中，取代使RF信号移相，而使本机信号移相。以下，参照图4来说明本实施例的直接变换接收装置。
图4是表示本发明实施例3的直接变换接收装置的结构方框图。对于图4中的与实施例1(图2)相同的结构附以与图2相同的标号，并省略详细的说明。
功率分配器104将通过RF放大器103放大的RF信号分配为四个，将进行过分配的RF信号输出到各混频器108～111。移相器105将通过本机振荡器112产生的本机信号移相180°并输出到混频器109。移相器106将通过本机振荡器112产生的本机信号移相90°并输出到混频器110。移相器107将通过本机振荡器112产生的本机信号移相270°并输出到混频器111。
下面，说明具有上述结构的直接变换接收装置的工作情况。再有，将省略对本实施例中与实施例1相同结构的详细说明。
通过RF放大器103放大的RF信号由功率分配器104分配为四个RF信号(第1RF信号至第4RF信号)。第1RF信号至第4RF信号分别被输出到混频器108～111。
通过本机振荡器112产生的本机信号被不移相地输出到混频器108，此外，通过移相器105移相180°后被输出到混频器109，并且通过移相器106移相90°后被输出到混频器110，而且，通过移相器107移相270°后被输出到混频器111。
在混频器108中，进行第1RF信号和未移相的本机信号的混频，在混频器109中，进行第2RF信号和移相180°的本机信号的混频。由此，分别生成第1基带信号和第2基带信号。第1基带信号和第2基带信号成为反相的关系。
在混频器110中，进行第3RF信号和移相90°的本机信号的混频，在混频器111中，进行第4RF信号和移相270°的本机信号的混频。由此，分别生成第3基带信号和第4基带信号。第3基带信号和第4基带信号成为反相的关系。
在加法器113中，取得第1基带信号和第2基带信号的差分。即，从第1基带信号中扣除第2基带信号。这里，第1基带信号和第2基带信号是反相的关系，所以在加法器113中，第1基带信号和第2基带信号以同相进行加法。由此，在加法器113中，生成Ich的基带信号。
在加法器114中，取得第3基带信号和第4基带信号的差分。即，从第3基带信号中扣除第4基带信号。这里，第3基带信号和第4基带信号是反相的关系，所以在加法器114中，第3基带信号和第4基带信号以同相进行加法。由此，在加法器114中，生成Qch的基带信号。
输入到混频器108中的本机信号和输入到混频器109中的本机信号为反相的关系，混频器108漏泄的本机信号和混频器109漏泄的本机信号在到达功率分配器104的时刻成为反相的关系，所以在功率分配器104中通过加法而相互抵消。
同样，输入到混频器110中的本机信号和输入到混频器111中的本机信号为反相的关系，混频器110漏泄的本机信号和混频器111漏泄的本机信号在到达功率分配器104的时刻成为反相的关系，所以在功率分配器104中通过加法而相互抵消。由此，可以大幅度抑制因本机信号的漏泄引起的来自天线的不期望发射。
而且，在混频器108～111中假设发生DC偏差的情况下，混频器108产生的DC偏差和混频器109产生的DC偏差成为同相的关系。因此，在加法器113中，通过从混频器108产生的DC偏差中扣除混频器109产生的DC偏差，使生成的Ich的基带信号成为除去了DC偏差的信号。
同样，混频器110产生的DC偏差和混频器111产生的DC偏差成为同相的关系。因此，在加法器114中，通过从混频器110产生的DC偏差中扣除混频器111产生的DC偏差，使生成的Qch的基带信号成为除去了DC偏差的信号。由此，可以大幅度地防止因DC偏差造成的差错率特性的恶化。
于是，根据本实施例，取代使RF信号移相，而使本机信号移相，所以与使RF信号移相的实施例1或实施例2相比，可以防止因DC偏差造成的差错率特性的恶化和来自天线的不期望发射，同时可以防止因使RF信号移相引起的接收质量的恶化和处理的复杂化。
(实施例4)在本实施例中，说明通过减少在实施例3中使用的移相器的种类，来抑制移相器的特性偏差的情况。以下，参照图5来说明本实施例的直接变换接收装置。
图5是表示本发明实施例4的直接变换接收装置的结构方框图。对于图5中的与实施例3(图4)相同的结构附以与图4相同的标号，并省略详细的说明。
移相器106使来自本机振荡器112的本机信号移相90°并输出到混频器110和移相器105b。移相器105b将通过移相器106移相90°的本机信号移相180°并输出到混频器111。
下面，说明具有上述结构的直接变换接收装置的工作情况。再有，将省略本实施例中与实施例3相同的工作情况的详细说明。
通过本机振荡器112产生的本机信号由移相器106移相90°后被输出到混频器110，而且，通过移相器106移相90°的后再通过移相器105b移相180°后被输出到混频器111。由此，输入到混频器110的本机信号和输入到混频器111的本机信号成为反相的关系。上述以外的操作与上述实施例3中的操作相同，所以省略详细的说明。
于是，根据本实施例，仅使用移相90°和180°的两种移相器，所以与使用三种移相器的实施例3相比，可以防止因DC偏差产生的差错率特性恶化和来自天线的不期望发射，并且可以抑制因移相器的特性偏差造成的接收信号的特性恶化。
(实施例5)在本实施例中，说明通过比实施例2进一步减少实施例1中使用的移相器的种类，从而进一步抑制相位的特性偏差的情况。以下，参照图6来说明本实施例的直接变换接收装置的结构。
图6是表示本发明实施例5的直接变换接收装置的结构方框图。对于图6中的与实施例1(图2)相同的结构附以与图2相同的标号，并省略详细的说明。
功率分配器501将通过RF放大器103放大的RF信号分配为两个，将进行了分配的RF信号输出到混频器108和移相器106a。移相器106a使来自功率分配器501的RF信号移相90°并输出到功率分配器502。
功率分配器502将移相了90°的RF信号分配为两个，将进行了分配的RF信号输出到混频器110和移相器106b。移相器106b将移相了90°的RF信号再移相90°并输出到功率分配器503。
功率分配器503将合计移相了180°的RF信号分配为两个，将进行分配的RF信号输出到混频器109和移相器106c。移相器106c将移相了180°的RF信号再移相90°并输出到混频器111。
下面，说明具有上述结构的直接变换接收装置的工作情况。再有，将省略本实施例中与实施例1相同的工作情况的详细说明。
通过RF放大器103放大的RF信号由功率分配器501分配为两个信号(以下称为‘第11信号’和‘第12信号’)。第11RF信号被输出到混频器108，第12RF信号被输出到移相器106a。
第12RF信号通过移相器106a移相90°后，通过功率分配器502被分配为两个信号(以下称为‘第13信号’和‘第14信号’)。第13RF信号被输出到混频器110，第14RF信号被输出到移相器106b。
第14RF信号通过移相器106b移相90°后(即，相对于第11RF信号移相180°后)，通过功率分配器503被分配为两个信号(以下称为‘第15信号’和‘第16信号’)。
第15RF信号被输出到混频器109，第16RF信号被输出到移相器106c。
第16RF信号通过移相器106c移相90°后(即，相对于第11RF信号移相270°后)，被输出到混频器111。
第11RF信号和第15RF信号分别在混频器108、109中进行与实施例1中的情况相同的处理。再有，输入到混频器108中的第11RF信号和输入到混频器110中的第15RF信号与实施例1同样为反相的关系。
第13RF信号和第16RF信号分别在混频器110、111中进行与实施例1中的情况相同的处理。再有，输入到混频器110中的第13RF信号和第16RF信号与实施例1同样为反相的关系。
根据上述结构，在加法器13中，通过将第1基带信号和第2基带信号以同相进行加法，来生成Ich的基带信号。在加法器14中，通过将第3基带信号和第4基带信号以同相进行加法，来生成Qch的基带信号。
混频器108漏泄的本机信号不移相地到达功率分配器501。混频器109漏泄的本机信号通过两个移相器106b、106a移相180°后，到达功率分配器501。因此，来自混频器108的本机信号和来自混频器109的本机信号在到达功率分配器501的时刻成为反相的关系，所以在功率分配器501中通过加法而相互抵消。
同样，混频器110漏泄的本机信号通过移相器106a移相90°后，到达功率分配器501。混频器111漏泄的本机信号通过三个移相器106c、106b、106a合计移相270°后，到达功率分配器501。因此，来自混频器110的本机信号和来自混频器111的本机信号在到达功率分配器501的时刻成为反相的关系，所以在功率分配器501中通过加法而相互抵消。由此，可以大幅度地抑制因本机信号漏泄造成的来自天线的不期望发射。
在混频器108～111中假设发生DC偏差的情况下，根据与实施例1中说明的相同理由，生成的Ich的基带信号和Qch的基带信号都成为除去了DC偏差的信号。
于是，根据本实施例，仅使用移相90°的一种移相器，所以无论与使用三种移相器的实施例1还是使用两种移相器的实施例2相比，可以防止因DC偏差产生的差错率特性的恶化和来自天线的不期望发射，并且可以进一步抑制因移相器的特性偏差引起的接收信号的特性恶化。
(实施例6)在本实施例中，说明通过比实施例4进一步减少实施例3中使用的移相器的种类，从而进一步抑制相位的特性偏差的情况。以下，参照图7来说明本实施例的直接变换接收装置的结构。
图7是表示本发明实施例6的直接变换接收装置的结构方框图。对于图7中的与实施例3(图4)相同的结构附以与图4相同的标号，并省略详细的说明。
移相器106a将通过本机振荡器112产生的本机信号移相90°并输出到混频器110和移相器106b。移相器106b将通过移相器106a移相90°的本机信号再移相90°(即，使通过本机振荡器112产生的本机信号合计移相180°)并输出到混频器109和移相器106c。移相器106c将通过移相器106b合计移相180°的本机信号再移相90°(即，使本机振荡器112产生的本机信号合计移相270°)并输出到混频器111。
下面，说明具有上述结构的直接变换接收装置的工作情况。再有，将省略说明本实施例中的与实施例3相同的工作情况。
本机振荡器112产生的本机信号被不移相地输出到混频器108，而且，在通过移相器106a移相90°后被输出到混频器110。而且，本机振荡器112产生的本机信号通过两个移相器106a、106b合计移相180°后，被输出到混频器109，此外，在通过三个移相器106a、106b、106c合计移相270°后，被输出到混频器111。
在混频器108中，进行第1RF信号和未移相的本机信号的混频，在混频器109中，进行第2RF信号和移相180°的本机信号的混频。由此，分别生成第1基带信号和第2基带信号。第1基带信号和第2基带信号为反相的关系。
在混频器110中，进行第3RF信号和移相90°的本机信号的混频，在混频器111中，进行第4RF信号和移相270°的本机信号的混频。由此，分别生成第3基带信号和第4基带信号。第3基带信号和第4基带信号为反相的关系。
在加法器113中，如实施例3中说明的那样，通过将第1基带信号和第2基带信号以同相进行加法，来生成Ich的基带信号。同样，在加法器114中，通过将第3基带信号和第4基带信号以同相进行加法，来生成Qch的基带信号。
输入到混频器108中的本机信号和输入到混频器109中的本机信号为反相的关系，所以混频器108漏泄的本机信号和混频器109漏泄的本机信号在到达功率分配器104的时刻成为反相的关系，所以在功率分配器104中通过进行加法而相互抵消。
同样，输入到混频器110中的本机信号和输入到混频器111中的本机信号为反相的关系，所以混频器110漏泄的本机信号和混频器111漏泄的本机信号在到达功率分配器104的时刻成为反相的关系，所以在功率分配器104中通过进行加法而相互抵消。由此，可以大幅度地抑制因本机信号漏泄造成的来自天线的不期望发射。
而且，在混频器108～111中假设发生DC偏差的情况下，根据与实施例3中说明的相同理由，生成的Ich的基带信号和Qch的基带信号都成为除去了DC偏差的信号。由此，可以大幅度地防止因DC偏差造成的差错率特性的恶化。
于是，根据本实施例，仅使用移相90°的一种移相器，所以无论与使用三种移相器的实施例3还是使用两种移相器的实施例4相比，可以防止因DC偏差产生的差错率特性的恶化和来自天线的不期望发射，并且可以进一步抑制因移相器的特性偏差引起的接收信号的特性恶化。
(实施例7)在本实施例中，参照图8来说明与实施例1至实施例6相比，削减电路规模的情况。
图8是表示本发明实施例7的直接变换接收装置的结构方框图。对于图8中的与实施例1(图2)相同的结构附以与图2相同的标号，并省略详细的说明。
移相器106将来自功率分配器104的RF信号移相90°并输出到混频器702。混频器701通过将来自功率分配器104的RF信号和来自本机振荡器112的本机信号进行混频，将来自功率分配器104的RF信号变频到基带而生成Ich的基带信号。同样，混频器702通过将来自功率分配器104的RF信号和来自本机振荡器112的本机信号进行混频，将来自功率分配器104的RF信号变频到基带而生成Qch的基带信号。
另一方面，RF放大器706具有与实施例1中说明的RF放大器103相同的结构。混频器703通过将来自本机振荡器112的本机信号和漏泄该本机信号并由RF放大器706反射而输入到该混频器703的信号进行混频，产生DC偏差并输出到加法器704和加法器705。
加法器704从混频器701生成的Ich的基带信号中扣除混频器703产生的DC偏差。加法器705从混频器702生成的Qch的基带信号中扣除混频器703产生的DC偏差。
下面，说明具有上述结构的直接变换接收装置的工作情况。再有，将省略说明本实施例中的与实施例1相同的工作情况。
通过RF放大器103放大的RF信号由功率分配器104分配为两个RF信号(以下称为‘第17RF信号’和‘第18RF信号’)。第17RF信号被输出到混频器701，第18RF信号被输出到移相器106。第18RF信号通过移相器106a移相90°后，被输出到混频器702。
在混频器701中，将第17RF信号和来自本机振荡器112的本机信号进行混频。由此，第17RF信号被变频到基带而成为Ich的基带信号。同样，在混频器702中，将移相90°的第18RF信号和来自本机振荡器112的本机信号进行混频。由此，在第18RF信号被变频到基带而成为Qch的基带信号。不用说，在Ich的基带信号和Qch的基带信号之间，因第18RF信号移相90°而产生90°的相位差。
另一方面，由本机振荡器112产生的本机信号也被输入到混频器703。该本机信号漏泄到混频器703的RF端口(RF放大器706侧的端口)。漏泄的本机信号由RF放大器706反射而再次被输入到混频器703。其结果，在混频器703中，本机振荡器112产生的本机信号和漏泄反射来的本机信号进行混频。由此，在混频器703中，进行自身检波，产生DC偏差。产生的DC偏差被输出到加法器704和加法器705。
在加法器704中，从混频器701生成的Ich的基带信号中扣除混频器703产生的DC偏差。此外，在加法器705中，从混频器702生成的Qch的基带信号中扣除混频器703产生的DC偏差。由此，由加法器704和加法器705分别对低通滤波器115、116输出除去了DC偏差的Ich的基带信号、Qch的基带信号。由此，可以大幅度地抑制DC偏差造成的差错率特性的恶化。在本实施例中，没有对策天线不期望发射。
于是，根据本实施例，通过分别从通常生成的Ich和Qch的基带信号中强制地扣除产生的DC偏差，可以生成除去了DC偏差的Ich和Qch的基带信号。而且，根据本实施例，仅使用三个混频器，所以与使用四个混频器的实施例1至实施例6相比，可以削减电路规模。
(实施例8)在本实施例中，参照图9来说明取代实施例7中使RF信号移相，而使本机信号移相的情况。
图9是表示本发明实施例8的直接变换接收装置的结构方框图。对于图9中的与实施例7(图8)相同的结构附以与图8相同的标号，并省略详细的说明。
本实施例的直接变换接收装置具有在本机振荡器112和混频器702之间设置实施例7的直接变换接收装置中的移相器106的结构。
下面，说明具有上述结构的直接变换接收装置的工作情况。再有，将省略说明本实施例中的与实施例7相同的工作情况。
第17RF信号被输出到混频器701，第18RF信号被输出到混频器702。在混频器701中，进行与实施例7相同的操作。生成Ich的基带信号。在混频器702中，通过将第18RF信号和通过移相器106移相90°的本机信号进行混频，来生成Qch的基带信号。
这里，不用说，在Ich的基带信号和Qch的基带信号之间，因第18RF信号与移相90°的本机信号进行混频，所以产生90°的相位差。
于是，根据本实施例，取代使RF信号移相，而使本机信号移相，所以与使RF信号移相的实施例7相比，可以防止因DC偏差造成的差错率特性的恶化，并且可以防止因使RF信号移相造成的差错率特性的恶化及处理的复杂化。
上述实施例的直接变换接收装置可搭载在CDMA(Code DivisionMultiple；码分多址)方式或OFDM(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing；正交频分复用)方式等各种数字移动通信系统中的通信终端装置或基站装置上。
本说明书基于2000年8月28日申请的(日本)特愿2000-256764。其内容全部包含于此。
产业上的可利用性本发明可以适用于使用将接收频率直接变频为基带频率的直接变换接收方式的接收装置。
权利要求
1.一种直接变换接收装置，包括分配部件，将通过天线接收到的高频信号分配为第1信号和第2信号这两个信号；变换部件，通过对所述第1信号和所述第2信号使用与对应各信号相同频率的本机信号进行频率变换来分别生成所述第1基带信号和所述第2基带信号，以便从所述第1信号获得的第1基带信号和从所述第2信号获得的第2基带信号成为反相的关系；以及加法部件，取得所述第1基带信号和所述第2基带信号的差分来生成规定信道的基带信号。
2.如权利要求1所述的直接变换接收装置，其中，所述变换部件使所述第1信号和所述第2信号的相位差为反相，使所述第1信号中使用的本机信号和所述第2信号中使用的本机信号的相位差为同相，从而进行所述频率变换。
3.如权利要求1所述的直接变换接收装置，其中，所述变换部件使所述第1信号中使用的本机信号和所述第2信号中使用的本机信号的相位差反相，使所述第1信号和所述第2信号的相位差同相，从而进行所述频率变换。
4.如权利要求1至权利要求3的任何一项所述的直接变换接收装置，其中，所述变换部件包括使信号分别移相规定的相位差的多个移相部件，通过所述的多个移相部件使所述第1信号、所述第2信号和/或所述本机信号移相。
5.一种直接变换接收装置，包括变换部件，通过对天线接收到的高频信号使用与所述高频信号相同频率的本机信号进行频率变换，从而生成规定信道的基带信号；发生部件，使用所述本机信号来强制产生DC偏差；以及加法部件，从所述规定信道的本机信号中扣除所述DC偏差。
6.一种通信终端装置，其中，包括权利要求1至权利要求5任何一项所述的直接变换接收装置。
7.一种基站装置，其中，包括权利要求1至权利要求5任何一项所述的直接变换接收装置。
8.一种直接变换接收方法，包括分配步骤，将通过天线接收到的高频信号分配为第1信号和第2信号这两个信号；变换步骤，通过对所述第1信号和所述第2信号使用与对应各信号相同频率的本机信号进行频率变换来分别生成所述第1基带信号和所述第2基带信号，以便从所述第1信号获得的第1基带信号和从所述第2信号获得的第2基带信号成为反相的关系；以及加法步骤，取得所述第1基带信号和所述第2基带信号的差分来生成规定信道的基带信号。
9.一种直接变换接收方法，包括变换步骤，通过对天线接收到的高频信号使用与所述高频信号相同频率的本机信号进行频率变换，从而生成规定信道的基带信号；发生步骤，使用所述本机信号来强制产生DC偏差；以及加法步骤，从所述规定信道的本机信号中扣除所述DC偏差。
全文摘要
一种直接变换接收装置,可以防止来自天线的不期望的发射,并且防止DC偏差造成的差错率特性的恶化。在本装置中,功率分配器(104)将通过RF放大器(103)放大的RF信号分配为第1RF信号～第4RF信号这四个信号。移相器(105)～(107)通过将第2RF信号～第4RF信号分别移相180°、90°、270°。混频器(108)～(111)分别通过第1RF信号、移相过的第2RF信号～第4RF信号、以及来自本机振荡器(112)的本机信号进行混频,来生成第1基带信号～第4基带信号。
文档编号H04L27/233GK1389022SQ01802466
公开日2003年1月1日 申请日期2001年8月24日 优先权日2000年8月28日
发明者足立泰広 申请人:松下电器产业株式会社