多径干扰消除设备和多径干扰消除方法

专利名称：多径干扰消除设备和多径干扰消除方法
技术领域：
本发明涉及一种用在数字无线电通信系统中的多径干扰消除设备和多径干扰消除方法。
背景技术：
近年来，已经要求在数字无线电通信中进行高速传输。为了这个目的，具有高码元速率的传输是必不可少的。当利用单种载波实现这样的高码元速率传输时，甚至在有一点延迟时间干扰的路径上，也会发生干扰，导致传输特性恶化。
因此，在数字无线电通信中，通过利用多载波系统和降低每种载波的码元速率，已经加强了多路防范措施。在这种情况下，把OFDM(正交频分多路复用)用于多载波实现，可以提高频谱效率。
由于OFDM具有低的每一载波码元速率，因此，利用OFDM只不过提供了对多路效应的强抵抗性。通过引入保护间隔进一步加强对多路效应的抵抗性。
现在将描述传统的OFDM通信。图1是显示传统OFDM无线电接收设备和OFDM无线电发送设备的配置的方块图。
在OFDM无线电发送设备中，发送数据在S/P(串行/并行)处理部分1中进行S/P转换处理，并且，把S/P转换处理所得的信号输出到IFFT(快速傅里叶逆变换)处理部分2。在IFFT处理部分2中，对S/P转换处理所得的信号进行IFFT处理，并且，把IFFT后的信号输出到P/S(并行/串行)处理部分3。在P/S处理部分3中，让已经经过IFFT处理的信号进行P/S转换处理，并且，把结果信号输出到保护加入部分4。此时，以适当程度(一般说来，以特定间隔，或在特定副载波下)混合导频信号(PL)，以便能够在接收方进行信道估计。
在保护加入部分4中，把保护间隔插入P/S转换处理所得的信号中，生成发送信号。通过天线5发送这个信号。
在OFDM无线电接收设备中，通过天线6接收无线电信号，并且把这个无线电信号发送到保护除去部分7。在保护除去部分7中，从接收信号中除去保护间隔部分，并且，把已经经过保护间隔除去处理的信号输出到S/P处理部分8。
在S/P处理部分8中，对已经经过保护间隔除去处理的信号进行S/P转换处理，并且，把S/P转换处理所得的信号输出到FFT(快速傅里叶变换)处理部分9。在FFT处理部分9中，对S/P转换处理所得的信号进行FFT处理，并且，把FFT后的信号输出到检测部分10。
同时，把从接收信号中提取的导频信号(PL)输出到信道估计部分12。在信道估计部分12中，利用PL信号进行信道估计。把通过这种信道估计获得的信道估计值输出到检测部分10。在检测单元10中，利用信道估计值检测已经经过FFT处理的信号，并且，已经经过检测处理的信号输出到P/S处理部分11。
在P/S处理部分11中，对已经经过IFFT处理的信号进行P/S转换处理，并且，输出P/S转换处理所得的信号，作为接收数据。
现在描述保护间隔。如图2所示，通过把接在OFDM码元之后的那一部分的波形复制到那个OFDM码元的开头，可以实现保护间隔插入。通过这种手段，在OFDM通信中，可以使与要复制成保护间隔的时间相对应的延迟时间被多路化。
具体地说，如图3所示，当延迟波与超前波相比的延迟时间比保护间隔短时，在FFT部分中不包含不连续部分P。结果是，FFT部分包含超前波A和延迟波B的正弦波之和。当相加这两个正弦波时，保留下来的是一个正弦波，但它的相位和幅度不同，因此，不会发生信号失真。根据这个原理，允许相当于保护间隔的延迟时间被多路化。
但是，当把保护间隔插入发送信号中时，传输效率成比例下降。因此，从传输效率的观点来看，插入长保护间隔是不利的。例如，如果出现长延迟时间的延迟波的概率是10％，那么，当考虑到传输效率时，对于这个10％来说，插入长保护间隔是不值得的。
因此，由于保护间隔的长度一般由与出现概率高的延迟相对应的量级构成，延迟成分有一定概率超过保护间隔。如果延迟波与超前波相比的延迟时间超过保护间隔，那么，FFT部分包含了不连续性。因此，当相加超前波A和延迟波B时，保留下来的不是正弦波并且出现了信号失真。结果是，在所有载波之间存在相互干扰，OFDM性能急剧恶化。
具体地说，如图4所示，就延迟波与超前波相比的延迟时间超过保护间隔的路径#3和路径#4来说，对于路径#3，在范围X内出现有效码元B的损失和来自有效码元A的干扰，和对于路径#4，在范围Y内出现有效码元B的损失和来自有效码元A的干扰。干扰引起干扰功率增加，和码元损失破坏了副载波之间的正交性。因此，这样的干扰和码元损失导致OFDM性能恶化。

发明内容
本发明的目的是提供一种即使延迟波与超前波相比的延迟时间超过保护间隔，也能够保持接收性能的多径干扰消除设备和多径干扰消除方法。
这个目的是通过如下措施实现的，那就是，利用通过解调接收信号获得的解调信号，生成在接收期间的信息信号或前一个信息信号的复制品，和只要超过保护间隔，就利用这个复制品消除由存在延迟时间的路径引起的干扰效应，从而与保护间隔的长度无关地保持传输质量。


通过结合附图，对本发明的优选实施例进行如下描述，本发明的上面和其它目的和特征将变得更加清楚。
图1是显示传统OFDM无线电接收设备和OFDM无线电发送设备的配置的方块图；图2是说明在OFDM下的保护间隔生成方法的图形；图3是说明在OFDM下保护间隔的效果的图形；图4是说明在OFDM下超过保护间隔的延迟波的效果的图形；图5是显示配有根据本发明实施例1的多径干扰消除设备的无线电接收设备的配置的方块图；图6是说明在根据本发明实施例1的多径干扰消除设备中的复制品生成路径的图形；图7是说明在根据本发明实施例1的多径干扰消除设备中复制品生成的范围的图形；图8是显示配有根据本发明实施例2的多径干扰消除设备的无线电接收设备的配置的方块图；
图9是显示配有根据本发明实施例2的多径干扰消除设备的无线电接收设备的配置的方块图；图10是说明在根据本发明实施例2的多径干扰消除设备中时间窗的例子的图形；图11是说明在根据本发明实施例2的多径干扰消除设备中时间窗的另一个例子的图形；图12是说明在根据本发明实施例2的多径干扰消除设备中时间窗的另一个例子的图形；图13是显示配有根据本发明实施例3的多径干扰消除设备的无线电接收设备的配置的方块图；图14是显示与配有根据本发明实施例3的多径干扰消除设备的无线电接收设备相对应的无线电发送设备的配置的方块图；图15是显示解调和解码OFDM信号时的通常处理流程的图形；图16是为了说明干扰区和非干扰区而提供的图像；图17是用来使干扰区信号和非干扰区信号分别经受傅里叶变换处理的配置的图形；图18是显示对干扰区信号实施傅里叶变换处理的实际电路配置的图形；图19是显示进行与FFT相同的处理的FIR(有限脉冲响应)滤波器的配置的图形；图20是显示根据本发明实施例4的多径干扰消除设备的配置的图形；图21是显示实施例4的多径干扰消除处理过程的流程图；图22是显示实施例5的多径干扰消除处理过程的流程图；图23是显示实施例6的多径干扰消除处理过程的流程图；图24A是显示实施例7的多径干扰消除处理过程的流程图；图24B是显示实施例7的多径干扰消除处理过程的流程图；图25A是显示实施例8的多径干扰消除处理过程的流程图；图25B是显示实施例8的多径干扰消除处理过程的流程图；图26是为了说明实施例9中的多径干扰消除处理而提供的图形；图27是显示实施例9的多径干扰消除处理过程的流程图；图28是显示实施例10的多径干扰消除处理过程的流程图；图29是显示根据本发明实施例11的多径干扰消除设备的配置的图形；
图30是显示实施例11的多径干扰消除处理过程的流程图；图31是为了说明实施例11中的多径干扰消除处理而提供的图形；图32是显示根据本发明实施例12的多径干扰消除设备的配置的图形；图33是显示实施例12的多径干扰消除处理过程的流程图；图34是显示根据本发明实施例13的多径干扰消除设备的配置的图形；图35A是显示实施例13的多径干扰消除处理过程的流程图；图35B是显示实施例13的多径干扰消除处理过程的流程图；图36是显示根据本发明实施例14的多径干扰消除设备的配置的图形；图37A是显示实施例14的多径干扰消除处理过程的流程图；和图37B是显示实施例14的多径干扰消除处理过程的流程图。
具体实施例方式
传统上，在多载波通信中，保护间隔是为了防止在延迟时间不同的路径中出现干扰而提供的。设置这些保护间隔的长度要考虑传输效率。对于传统系统来说，如果存在超过保护间隔的长延迟时间的路径，没有什么防范措施可以采取，传输质量也不能得到保证。
本发明人考虑到了这一点，并且，通过提出，通过为存在超过保护间隔的长延迟时间的路径消除干扰，可以与保护间隔的长度无关地保持传输质量，达到本发明的目的。
现在，参照附图，详细说明本发明的实施例。
(实施例1)在这个实施例中，将描述消除来自图4中部分X和部分Y中的有效码元A的干扰(内部泄漏)的情况。
图5是显示配有根据本发明实施例1的多径干扰消除设备的无线电接收设备的配置的方块图。
无线电信号由无线电接收部分102通过天线101来接收。在无线电接收部分102中，对无线电信号进行无线电接收处理(诸如，降频转换或A/D转换)，把已经经过无线电接收处理的信号输出到保护除去部分103，并且，还将其输出到脉冲响应估计部分112的PL提取部分1121。
在保护除去部分103中，从已经经过无线电接收处理的信号中除去保护间隔，并且，把已经经过保护间隔除去处理的信号输出到S/P处理部分105。在S/P处理部分105中，对已经经过保护间隔除去处理的信号进行S/P转换处理，并且，把S/P转换处理所得的信号输出到FFT处理部分106。在FFT处理部分106中，对S/P转换处理所得的信号进行FFT处理，并且把FFT后的信号输出到检测部分107。
在检测部分107中，利用信道估计值检测已经经过FFT处理的信号，把已经经过检测处理的信号输出到P/S处理部分108，并且，还将其输出到复制品生成部分109。在P/S处理部分108中，对已经经过IFFT处理的信号进行P/S转换处理，并且，输出P/S转换处理所得的信号，作为接收信号。
在复制品生成部分109中，利用检测后的信号生成接收信号复制品。把生成的复制品输出到IFFT处理部分110。在IFFT处理部分110中，对复制品进行IFFT处理，并且，把IFFT处理所得的信号输出到卷积运算部分111。
在卷积运算部分111中，为已经经过IFFT处理的复制品进行脉冲响应估计部分112估计的脉冲响应卷积。把已经为其进行了脉冲响应卷积的复制品输出到相减部分104。
在脉冲响应估计部分112中，由PL提取部分1121从经过无线电接收处理的信号中提取PL信号。把这个PL信号输出到FFT处理部分1122。在这个FFT处理部分1122中，对PL信号进行FFT处理，并且，把FFT处理所得的PL信号输出到每一载波信道估计部分1123。
在每一载波信道估计部分1123中，利用FFT处理所得的PL信号进行每一载波信道估计。把获得的每一载波信道估计值输出到IFFT处理部分1124。在这个IFFT处理部分1124中，让每一载波信道估计值经受IFFT处理，并且，把所得的结果作为脉冲响应，输出到卷积运算部分111和复制品生成部分109。
接着，描述具有上述配置的多径干扰消除设备的操作。
首先，让已经经过无线电接收处理和已经从中除去保护间隔的信号依次由S/P处理部分105进行S/P转换处理和由FFT处理部分106进行FFT处理，并且，所得的信号由检测部分107解调。把这些解调信号输出到复制品生成部分109。在复制品生成部分109中，利用脉冲响应估计部分112估计的信道脉冲响应生成已接收信号复制品。
具体地说，拿图4所示的情况来说，路径#3和路径#4是延迟时间长于保护间隔的路径。因此，如图6所示，复制品生成部分109为有效码元A生成路径#3和路径#4的复制品。这些复制品可以利用脉冲响应估计部分112估计的脉冲响应来生成。
对于OFDM，与CDMA(码分多址)等一样，码元速率低，因此，不能通过相关性求出脉冲响应和把这个用于复制品生成。这是因为，在OFDM中，时间分辨率低，也就是说，相邻码元之间的时间相关性高，于是，直接估计是不可能的。因此，在本发明中，利用作为已知信号的导频信号求出每一载波信道估计值，并且，通过对这些信道估计值进行IFFT处理，求出脉冲响应。利用这个脉冲响应生成复制品。
在卷积运算部分111中，通过对路径#3和路径#4复制品中的脉冲响应进行卷积运算，求出图7所示的干扰部分301(图中的阴影区)。在相减部分104中，从下一个OFDM码元中减去干扰部分301。也就是说，利用有效码元A求出干扰部分301，并且，从有效码元B中消除这个干扰部分301(泄漏到对有效码元B进行FFT的范围内的部分)。通过这种手段，可以防止在有效码元B中出现失真。
让已经从中减去干扰部分301的信号依次由S/P处理部分105进行S/P转换处理，由FFT处理部分106进行FFT处理，由检测部分107进行检测处理，和由P/S处理部分108进行P/S转换处理，得出接收数据的输出。
因此，根据本实施例，从前一个码元的复制品和脉冲响应中求出由于延迟时间长于保护间隔而引起与后一个码元的干扰的部分，并且，从后一个码元中消除那个部分，从而，可以防止码元失真的出现和OFDM性能恶化。
同样，由于可以以这种方式消除由超过保护间隔的路径引起的干扰，可以使保护间隔更短，并且，在某些情况下，消除保护间隔。结果是，可以提高传输效率。
(实施例2)在这个实施例中，将描述消除来自图4中部分X和部分Y中的有效码元A的干扰(内部泄漏)，和恢复部分X和部分Y中的有效码元B的损失的情况。
将与图5中相同的标号指定给图8中与图5中的那些相对应的部分，并且，略去对它们的详细说明。
无线电信号由无线电接收部分102通过天线101来接收。在无线电接收部分102中，对无线电信号进行预定无线电接收处理，把已经经过无线电接收处理的信号输出到步骤1的保护除去部分103，并且，还将其输出到步骤2的相减部分404和步骤3的相减部分406。在图8中，“步骤”名称用于简化描述，对它们的顺序等没有什么特别的限制。
在保护除去部分103中，从已经经过无线电接收处理的信号中除去保护间隔部分，并且，把已经经过保护间隔除去处理的信号输出到S/P处理部分105。在S/P处理部分105中，对已经经过保护间隔除去处理的信号进行S/P转换处理，并且，把S/P转换处理所得的信号输出到FFT处理部分106。在FFT处理部分106中，对S/P转换处理所得的信号进行FFT处理，并且把FFT后的信号输出到检测部分107。
在检测部分107中，利用信道估计值检测已经经过FFT处理的信号，并且把已经经过检测处理的信号输出到步骤2的复制品生成部分401。在复制品生成部分401中，利用检测后的信号生成接收信号复制品。把生成的复制品输出到IFFT处理部分402。在IFFT处理部分402中，对复制品进行IFFT处理，并且，把已经经过IFFT处理的复制品输出到P/S处理部分403。在这个P/S处理部分403中，对已经经过IFFT处理的复制品进行P/S转换处理，并且，把已经经过P/S转换处理的复制品输出到相减部分404。
在相减部分404中，从已经经过保护间隔除去处理的接收信号中减去复制品，并且，把这个相减处理所得的信号输出到时间窗处理部分405。在步骤4的时间窗处理部分405中，通过预定时间窗进行处理，以消除失真，并且，把已经进行了时间窗处理的信号输出到步骤3的相减部分406。
在相减部分406中，从已经经过保护间隔除去处理的接收信号中减去已经经过时间窗处理的信号，并且，把这个相减处理所得的信号输出到步骤5的S/P处理部分407。在S/P处理部分407中，对相减所得的信号进行S/P转换处理，并且，把经过S/P转换处理的信号输出到FFT处理部分408。在FFT处理部分408中，对S/P转换处理所得的信号进行FFT处理，并且，把FFT后的信号输出到检测部分409。
在检测部分409中，检测已经经过FFT处理的信号，并且，把检测信号输出到P/S处理部分410。在P/S处理部分410中，对检测信号进行P/S转换处理，并且，输出P/S转换处理所得的信号，作为接收数据。
接着，描述具有上述配置的多径干扰消除设备的操作。
首先，让已经经过无线电接收处理和已经从中除去保护间隔的信号依次由S/P处理部分105进行S/P转换处理和由FFT处理部分106进行FFT处理，此后，通过检测部分107获得临时判决值。把这个临时判决值输出到步骤2的复制品生成部分401。在复制品生成部分401中，利用该临时判决值生成接收信号复制品。
具体地说，拿图4所示的情况来说，路径#3和路径#4是延迟时间长于保护间隔的路径。这里，与实施例1的情况不同，复制品生成部分401为有效码元B生成接收信号复制品。
在这个实施例中干扰消除的概念如下。首先，在检测之后，利用临时判决值生成复制品，并且，从接收信号中减去这个复制品(过程A)。在这种情况下，如果临时判决值是正确的，通过过程A将使干扰成分和噪声保留下来。接着，从接收信号中减去这个干扰成分和噪声(过程B)。通过这种手段，获得已经从中消除了干扰成分和噪声的接收信号。
但是，如果临时判决值不正确，那么，将利用当作干扰加入的不正确成分进行解调，因此，将生成不正确复制品。利用这个不正确复制品执行过程A和B将根本不会提高OFDM性能。
虽然噪声在整个时间周期上具有相同的量级，但是，由延迟成分引起的干扰集中在有效码元的开头。从图4可以看出，有效码元B的干扰成分集中在有效码元的开头。
因此，本发明人考虑到了这个干扰成分的集中性，并且，提出了在过程A之后对信号进行时间窗处理的主意。通过这种手段，即使临时判决值不正确和使用了不正确复制品，也可以通过在与干扰成分集中的时间相对应的时间窗内消除干扰成分和噪声的处理，在时间窗之外，不再存在任何不正确复制品的影响，也不会存在延迟波的影响，并且，只存在噪声的影响。也就是说，在时间窗内，在一定程度上抑制了来自前一个信号的干扰和噪声，并且，在时间窗之外，波形保持不变。结果是，可以只使出现干扰的部分降低干扰。
此后，通过执行过程B，可以消除噪声。结果是，可以提高OFDM性能。
提供时间窗的可能方法包括如图10所示，求出最大延迟时间和设置让信号只在那个时间内通过的方窗的方法、和如图11(a)和图11(b)所示，设置成指数或线性衰减的时间窗的方法。也可以如图12所示，求出最大延迟时间，和只对那个时间设置成指数或线性衰减的时间窗。
在图8所示的设备中，由复制品生成部分401生成的复制品由IFFT处理部分402进行IFFT处理和由P/S处理部分403进行P/S转换处理。然后，相减部分404从已经经过保护间隔除去处理的接收信号中减去已经经过P/S转换处理的复制品。通过这种手段，只要检测部分中的临时判决值是正确的，就可以获得干扰成分和噪声。
把相减部分404的相减结果输出到时间窗处理部分405。时间窗处理部分405提供在包括干扰成分集中的时间的时间窗中消除干扰成分的处理。通过这种手段，即使检测部分中的临时判决值不正确，也可以消除干扰成分。把时间窗处理部分405的处理结果(噪声)输出到相减部分406。在相减部分406中，从已经经过保护间隔除去处理的接收信号中减去这个处理结果。把这个相减结果输出到步骤5的S/P处理部分407。
让这个相减结果(从接收信号中消除干扰成分和噪声所得的信号)依次由S/P处理部分407进行S/P转换处理，由FFT处理部分408进行FFT处理，由检测部分409进行解调处理，和由P/S处理部分410进行P/S转换处理，并且，输出这个处理序列的结果，作为接收数据。
因此，根据本实施例，从接收信号中减去接收信号的复制品，留下干扰成分和噪声，通过时间窗处理从中消除干扰成分，然后，在接收信号中消除噪声，从而，可以防止在由延迟时间长于保护间隔而引起干扰的部分中发生码元失真，并且，可以防止OFDM性能恶化。
同样，由于可以以这种方式消除由超过保护间隔的路径引起的干扰，可以使保护间隔更短，并且，在某些情况下，消除保护间隔。结果是，可以提高传输效率。
再者，根据本实施例，与实施例1的情况不同，没有必要在生成复制品时，求出脉冲响应，从而能够减轻复制品生成的处理负担。
另外，根据本实施例，可以像图9所示那样使用多级配置。具体地说，在图9中，把在第1级获得的接收数据输出到相减部分501，并且，在相减部分501中，从接收信号中减去在第1级获得接收数据。然后，在第2级中，进行上述干扰消除处理，并且，输出第2级的接收数据。在重复这一级到第N级之后，输出接收数据。
以这种方式使用多级配置能够通过重复进行干扰消除处理，可靠地消除接收信号中的干扰，从而，可以进一步提高性能。
(实施例3)在实施例3中，将描述把图10或图12所示的时间窗设置成时间窗的情况。
对于图10和图12中所示的时间窗，求出最大延迟时间，和根据这个最大延迟时间设置时间窗。求出这个最大延迟时间的可能方法包括以与实施例1中的方式相同的方式，对信道脉冲响应进行IFFT处理，并且，利用这个结果，或者，在反向信道上求出脉冲响应，测量最大延迟，和让那个最大延迟信息发送出去。在反向信道上发送最大延迟信息的方法在进行高时间分辨率通信的情况下，譬如说，当反向信道是CDMA信道时，尤其有效。
图13是显示配有根据本发明实施例3的多径干扰消除设备的无线电接收设备的配置的方块图，和图14是显示与配有根据本发明实施例3的多径干扰消除设备的无线电接收设备相对应的无线电发送设备的配置的方块图。
在图13所示的无线电接收设备中，由该设备估计最大延迟时间，并且根据那个最大延迟时间，设置时间窗。把与图8中相同的标号指定给图13中与图8中的那些相对应的部分，并且，略去对它们的详细说明。
图13所示的无线电接收设备配有估计信道的脉冲响应的脉冲响应估计部分112、和根据估计的脉冲响应检测最大延迟的最大延迟检测部分901。
在这种类型的无线电接收设备中，在脉冲响应估计部分112中，由FFT处理部分1122从已经经过无线电接收处理的信号中提取PL信号。在这个FFT处理部分1122中，对PL信号进行FFT处理，并且，把FFT处理所得的PL信号输出到每一载波信道估计部分1123。
在每一载波信道估计部分1123中，利用FFT处理所得的PL信号进行每一载波信道估计。把获得的每一载波信道估计值输出到IFFT处理部分1124。在这个IFFT处理部分1124中，让每一载波信道估计值经受IFFT处理，并且，把获得的结果作为脉冲响应，输出到最大延迟检测部分901。
在最大延迟检测部分901中，利用估计的脉冲响应检测最大延迟。把检测的最大延迟输出到时间窗处理部分405。在时间窗处理部分405中，根据最大延迟设置图10中所示的时间窗。然后，时间窗处理部分405消除干扰成分集中的部分中的干扰成分。
同时，在图14所示的无线电发送设备中，从反向信道脉冲响应中测量最大延迟，把那个延迟发送到无线电接收设备，并且，根据最大延迟，在无线电接收设备中设置时间窗。在图14中，假设了反向信道是时间分辨率高的CDMA信道的情况。但是，反向信道不局限于CDMA信道，它可以是时间分辨率低的OFDM信道。在这种情况下，与实施例1中一样，有必要让信道估计值经受IFFT处理，生成脉冲响应，和从这个脉冲响应中求出最大延迟。
在图14所示的设备中，发送数据在S/P处理部分1001中经历S/P转换处理，并且，把S/P转换处理所得的信号输出到IFFT处理部分1002。在IFFT处理部分1002中，对S/P转换处理所得的信号进行IFFT处理，并且，把IFFT后的信号输出到P/S处理部分1003。在P/S处理部分1003中，让已经经过IFFT处理的信号输出到P/S转换处理，并且，把所得信号输出到保护加入部分1004。
同时，反向信道信号由无线电接收部分1008通过天线1007接收。在无线电接收部分1008中，对接收信号进行预定无线电接收处理。把已经经过无线电接收处理的信号输出到脉冲响应估计部分1009和PL提取部分10092。
在PL提取部分10092中，对已经经过无线电接收处理的信号进行解扩处理，并且，提取PL信号。把这个PL信号输出到信道估计部分10091。在信道估计部分10091中，利用PL信号进行信道估计。把这个信道估计值输出到最大延迟检测部分1010。在最大延迟检测部分1010中，利用作为脉冲响应的信道估计值，检测最大延迟。把这个最大延迟信息输出到加法器1005。
在保护加入部分1004中，把保护间隔插入P/S转换处理所得的信号中，生成发送信号。把这个发送信号输出到加法器1005。在加法器1005中，把最大延迟信息加入发送信号中。让这个相加所得的信号经历预定无线电发送处理，然后，通过天线1007将其发送到无线电接收设备。这里，无线电接收设备具有图8所示的配置。
当无线电接收设备接收到最大延迟信息时，把这个最大延迟信息输出到时间窗处理部分405。在时间窗处理部分405中，根据最大延迟设置图10所示的时间窗。利用这个时间窗，时间窗处理部分405接着消除干扰成分集中的部分中的干扰成分。
因此，根据本实施例，根据最大延迟设置时间窗，并且，利用这个时间窗消除干扰成分集中的部分中的干扰成分，从而可以高精度地防止在由延迟时间长于保护间隔的路径引起干扰的部分中发生码元失真，并且，可以防止OFDM性能恶化。
(实施例4)在描述基于这个实施例的配置之前，将首先利用图15描述解调和解码OFDM信号时的一般处理流程。在图15中，r(i，j)表示第i OFDM码元中第j样本的接收信号，s(i，k)表示第i个OFDM码元中第k副载波的FFT之后的信号，d(i，k)表示第i OFDM码元中第k副载波的相干检测之后的信号，和f(i，k)表示第i OFDM码元中第k副载波的硬判决值。
也就是说，首先由FFT处理部分1100对接收信号r(i，j)进行FFT处理，把时域信号转换成频域信号。解调部分(DEM)1101通过对副载波信号s(i，k)进行相干检测，获取相干检测后的信号d(i，k)。在本例中，在描述过程中使用了相干检测，但是，此刻进行的检测不局限于相干检测。解码部分(DEC)1102通过对相干检测后的信号d(i，k)进行硬判决，获取接收数据f(i，k)。
现在说明本实施例的原理。如图16所示，当只存在超前波和不超过保护间隔GI的延迟波1时，不会发生由于干扰引起的恶化，但是，当存在超过保护间隔GI的延迟波2时，出现所标记的干扰。但是，甚至在这些情况下，虽然在从FFT范围的开头直到[最大延迟时间Dmax-保护间隔]的时域中出现干扰，但是，在此后的时域中也不会出现干扰，因此，如果将最大延迟时间Dmax应用到可以指定在FFT范围内从开头开始的那个样本上会出现干扰。
因此，如图16所示，FFT范围被划分成由于延迟波而出现干扰的区域(第0到第n时域信号，下文称之为“干扰时域”)和不出现干扰的随后区域(下文称之为“非干扰时域”)。
在这个实施例中，配备了对干扰时域取样信号和非干扰时域取样信号进行傅里叶变换的FFT处理部分。具体地说，如图17所示，FFT处理部分1300和1301用作为0的各自其它侧区域信号来分别对干扰区信号和非干扰区信号进行FFT处理，然后，数个加法器1302相加已经经过傅里叶变换处理的相应副载波信号。
在此处的图中，t(i，k)表示只从第i OFDM码元内，在时域中直到第n的接收信号中找到的第k副载波信号，和u(i，k)表示只从第i OFDM码元内，在时域中第(n+1)和随后的接收信号中找到的第k副载波信号。这里，如果把v(i，k)取作第i码元中，以各自频率成分为基础加入t(i，k)和u(i，k)的第k副载波信号，那么，既然计算是线性的，则v(i，k)＝s(i，k)。
因此，即使OFDM信号被分成干扰区和非干扰区，也可以对每一个分开进行傅里叶变换处理，并且，如图17所示，相加已经经过傅里叶变换处理的副载波信号，与如图15所示，直接对OFDM信号简单地进行傅里叶变换处理时一样，可以获得相同类型的处理结果。
现在考虑图17中的干扰时域FFT处理部分1300，利用FFT已知系数w(j，k)，可以像如下方程所示那样，表示FFT处理部分1300所进行的处理。
t(i,k)=Σj=0nw(j,k)r(i,j)...(1)]]>方程(1)可以通过图18中所示那种的类型的电路配置来实现。也就是说，图17中对干扰区信号进行傅里叶变换处理的FFT处理部分1300的实际处理可以通过图18中所示的那种类型的电路来实现。
此外，图18中的电路等效于图19所示的FIR滤波器1500。也就是说，FFT处理部分1300可以被当作把FFT处理部分1300的已知系数w(j，k)作为它的输入的、利用可变增益r(i，j)的FIR滤波器1500。
具体地说，依次修改已知系数w(j，k)的值和将其输入乘法器1502中，并且，还通过延迟元件1501输入乘法器1503中，乘法器1502和1503把干扰区样本信号作为可变增益，进行相乘处理。加法器1504相加这些相乘处理所得的信号，并且，通过开关1505输出所得的信号。在这个实施例的情况中，假设副载波的个数是8和干扰区域样本的个数是2，因此，图中的“m”代表从0到15的16个值(＝8×2)。此外，在本例中，由于存在2个干扰区样本，开关1505只有在m是奇数时，才直接输出相加结果。
因此，本发明人发现，FFT处理可以通过把已知系数作为它的输入和把样本信号作为可变增益的FIR滤波器来实现。这里，由于非干扰区接收信号不包含除了噪声之外的失真，如果干扰区时间波形改变成无干扰波形，那么，可以获得无干扰OFDM信号。这等效于使可变增益r(i，1)和图19中FIR滤波器1500的r(i，0)收敛于最佳值。因此，本发明人设想，在使用自适应算法的同时，通过顺序纠正，使可变增益(即，干扰区取样信号)收敛于最佳值。
图20显示了根据这个实施例的多径干扰消除设备1600的配置。把FFT已知系数作为固定输入依次输入FIR滤波器1500中，并且，把干扰区取样信号r(i，0)和r(i，1)作为抽头系数初始值输入FIR滤波器1500中。通过串行/并行转换(S/P转换)部分1601把FIR滤波器1500输出信号t(i，k)发送到加法器1603。
同时，让非干扰区取样信号r(i，2)到r(i，7)由FFT处理部分1602进行FFT处理，然后，将它们发送到加法器1603。通过加法器1603获得的每个副载波中的FFT后的信号v(i，k)依次由解调部分(DEM)1604进行相干检测处理和由解码部分(DEC)1605进行硬判决处理，从而，获得硬判决值f(i，k)。在本实施例中，描述了由解调部分(DEM)1604进行相干检测的情况，但是，此刻进行的检测不局限于相干检测，也可以使用，例如，延迟检测等。
除了上述配置之外，多径干扰消除设备1600还含有复制品生成部分1606。复制品生成部分1606通过一个副载波一个副载波地将硬判决值f(i，k)与信道幅度和相位相乘(也就是说，进行相干检测处理的逆处理)，生成与每个副载波中的FFT后的信号v(i，k)相对应的复制信号x(i，k)。这个信道幅度和相位信息可以简单地根据导频信号的幅度值和相位旋转量来获得，或者，像上述实施例中那样，可以通过检测脉冲响应来获得。
FFT后的信号v(i，k)与复制信号x(i，k)之间的差值由减法器1607获得，把这些差值作为FFT后的信号v(i，k)和复制信号x(i，k)的误差值e(i，k)，发送到自适应算法部分1608。
自适应算法部分1608通过LMS(最小均方)、RLS(递归最小乘方)、GA(遗传算法)等构成，并且，向FIR滤波器1500发送用作FIR滤波器1500可变增益的干扰区取样信号r(i，j)的命令纠正信号，以便使误差值e(i，k)减少。
接着，描述多径干扰消除设备1600的操作。如果硬判决值f(i，k)是正确的，那么，复制品生成部分1606再现v(i，k)中已经消除了噪声和干扰的波形。结果是，如果硬判决值f(i，k)是正确的，然后，如果干扰区取样信号r(i，j)(只有当j＝0到n时)收敛，以便使误差值e(i，k)达到最小，那么，应该获得由干扰引起的失真已经得到纠正的解调信号v(i，k)。即使硬判决值f(i，k)含有误差，只要差错率小到一定程度，通过以与DFE(判决反馈均衡器)等相同的方式，适当地选择参数，也可以通过自适应算法达到收敛。
在本实施例中，多径干扰消除设备1600通过进行图21所示的那种类型的接收处理，有效地消除了包含在OFDM信号中的干扰成分。随着自适应算法通过数次重复达到收敛，在图21中，图20中每个信号的描述包括重复次数“m”。此外，图21和图20中的变量存在大写与小写的对应关系，使得，例如，图21中的V(i，k，m)是图20中的v(i，k)在第m次重复时的值。第m次重复的误差被表示为E(i，k，m)，和利用这种方式更新的在范围j＝0到n内的接收信号被表示为R(i，j，k，m)。
在步骤S0中开始对第i OFDM码元进行接收处理之后，在步骤S1中，多径干扰消除设备1600对每个副载波进行信道估计，以便在解调部分1604中进行相干检测，和在复制品生成部分1606中生成复制信号x(i，k)。然后，在步骤S2中，通过让FFT处理部分1602对非干扰区取样信号进行傅里叶变换处理，只从非干扰区取样信号中形成每个副载波的信号U(i，p)。在步骤S3中，重置多径干扰消除设备1600重复计数器(例如，配备在安装多径干扰消除设备1600的接收设备的控制部分中)的计数值m，并且，在下一个步骤S4中，重置副载波号k。由于这里显示了具有8个副载波的例子，k具有从0到7的值。
在步骤S5中，FIR滤波器1500把FFT已知系数取作输入，并且把干扰区取样信号当作可变增益进行计算，从而，只从干扰区取样信号中形成每个副载波的信号T(i，q，m)。在步骤S6中，由FIR滤波器1500依次获得的副载波信号T(i，q，m)由串行/并行转换部分1601进行串行/并行转换处理。
在步骤S7中，通过利用加法器1603将在步骤S5和S6中获得的干扰区每一载波信号T(i，k，m)和相应副载波中在步骤S2中获得的非干扰区每一载波信号U(i，k)相加，获得相加信号V(i，k，m)。
在步骤S8中，通过让解调部分1604进行相干检测，获得解调信号D(i，k，m)，然后，在步骤S9中，通过让解码部分1605作出硬判决，获得硬判决值F(i，k，m)。
在步骤S10中，确定此时经历自适应算法处理的副载波号是否小于8(副载波的个数)，并且，如果这个副载波号小于8，那么，处理流程转到步骤S11，把副载波号k加1。然后，在步骤S14中，通过复制品生成部分1606生成第k副载波复制信号X(i，k，m)，和在步骤S15中，通过减法器1607求出第k副载波复制信号X(i，k，m)与相加信号V(i，k，m)之间的差值，则求出误差值E(i，k，m)。
在步骤S16中，自适应算法部分1608纠正FIR滤波器1500的可变增益(即，干扰区取样信号)R(i，j，m)，以便使误差值E(i，k，m)变小，并且，把它发送到FIR滤波器1500。在步骤S16中的处理之后，多径干扰消除设备1600返回到步骤S5，和FIR滤波器1500利用已纠正的可变增益R(i，j，m)进行计算。
按照这种方式，多径干扰消除设备1600重复包括步骤S5-S6-S7-S8-S9-S10-S11-S14-S15-S16-S5的处理循环，直到副载波号达到8为止。通过这种手段，随着副载波号k增加和干扰成分与副载波号k的大小成比例地得到消除，可以使误差值E(i，k，m)变小，并且，在步骤S9中，可以输出差错率小的硬判决值F(i，k，m)。
最后，当对所有8个副载波都完成了处理时，在步骤S10中获得的负的结果，处理流程转到把副载波号k恢复成0和把重复计数值m加1的步骤S12。然后，在步骤S13中，确定重复计数值m是否小于设置的最大值Mmax，并且，如果m小于Mmax，那么，处理流程转到步骤S14。然后，以与如上所述相同的方式，重复包括步骤S5-S6-S7-S8-S9-S10-S11-S14-S15-S16-S5的处理循环，直到副载波号达到8为止。最后，当复制次数达到Mmax时，处理流程转到步骤S17，并且，终止对第i OFDM信号的重复处理。
按照这种方式，多径干扰消除设备1600根据重复计数m和副载波号k，利用双重循环，依次使可变增益R(i，j，k，m)收敛。通过这种手段，误差E(i，k，m)逐渐减少，并且，与此一致，硬判决值F(i，k，m)误差的个数减少，并且，还可以使误差E(i，k，m)逐步变小。其结果是，可以使干扰区接收信号接近无失真波形，和可以抑制由多路发送引起的干扰。
此外，在多径干扰消除设备1600中只纠正了干扰时域信号，因此，从j＝n+1开始向前的接收信号-也就是说，非干扰区接收信号-可以保持在R(i，j，k，m)＝R(i，j，k，0)上不变。结果是，通过只纠正干扰区接收信号，就可以消除干扰成分，从而，使自适应算法部分1608进行的计算处理量减少，并且，使干扰成分在短时间内得到有效消除。
因此，根据本实施例，FFT范围被分成干扰区和非干扰区，对干扰区和非干扰区分开进行傅里叶变换处理，并且，利用自适应算法，纠正干扰区信号r(i，0)和r(i，1)，以便使从解码后的信号中生成的复制信号x(i，k)与检测前的信号v(i，k)之间的误差收敛，从而，对于具有超过保护间隔的长延迟时间的路径，能够有效地消除干扰。
在本实施例中，已经描述了配备FIR滤波器1500和串行/并行转换部分1601作为对干扰区信号进行傅里叶变换处理的第一傅里叶变换处理部分，和配备FFT处理部分1602作为对非干扰区信号进行傅里叶变换处理的第二傅里叶变换处理部分的情况，但是，本发明不局限于此，也可以把干扰区和非干扰区取样信号作为FIR滤波器可变增益一起输入，并且，通过自适应算法，对那个FIR滤波器可变增益加以纠正。
这样，可以给傅里叶变换处理部分配备把取样接收信号划分成数个副载波信号的基本傅里叶变换处理功能，并且，还配备起这样的滤波器作用的功能，这种滤波器消除表现为复制信号与已经经过傅里叶变换处理的信号之间的误差值的干扰成分(硬判决误差成分)。
(实施例5)在这个实施例中，描述修改在实施例4中所述的多径干扰消除设备1600进行的自适应信号的处理过程的情况。在图21所示的实施例4的自适应信号处理过程中，按照从低到高的号序，利用副载波进行自适应算法。另一方面，在本实施例的自适应信号处理中，注意到在收敛的早期阶段，沿着正确方向收敛得越快，收敛特性提高得越多的事实，并且，利用从最有可能正确的那一个(也就是说，可靠性最高的那一个)开始按顺序排列的副载波，执行逐次自适应算法。
在这个实施例中，考虑到对于大接收幅度的副载波，硬判决值是正确的概率更高的事实，首先测量和排列副载波接收级，和以从高到低的接收级序，对副载波进行自适应算法，从而提高收敛特性(重复次数的降低或干扰抑制的有效性)。这里，采用接收级作为例子，但是，也可以使用诸如SIR(信号干扰比)等之类的指示符；基本上，指示高可靠性的副载波的任何东西都可以使用。上述情况也适用于如后所述的实施例。
图22显示了这个实施例的自适应信号处理过程。把与图21中相同的标号指定给图22中与图21中的那些相对应的处理步骤，并且，从如下的描述中省略这些处理步骤的说明。
在步骤S20中，开始对第i OFDM码元进行接收处理之后，多径干扰消除设备1600经过步骤S1转到步骤S21。在步骤S21中，测量每个副载波的接收级，然后，以从高到低的接收级序，排列副载波，并且，将其存储起来，作为排行信息RNK(z)(其中，z＝0到7)。这些副载波的接收级可以由，例如，信道估计部分(未示出)，根据叠加在每个副载波上的导频信号来估计。
然后，处理流程经过步骤S3转到步骤S22，在步骤S22中，把变量y(排行顺序)设置成0。在步骤S23中，把此刻经历自适应算法处理的副载波的号码k设置成变量y所指的排行RNK(y)项。
在步骤S24中，通过确定排行顺序是否小于8，确定是否对所有副载波都已经完成了自适应算法处理，并且，在步骤25中，把排行顺序加1。在步骤S26中，把重复计数值m加1，和把排行顺序重置成0。
因此，根据本实施例，除了实施例4中的配置之外，还利用从最高可靠性副载波开始按顺序排列的副载波进行逐次自适应信号处理，从而，在自适应算法的早期阶段，能够沿着正确方向趋向收敛。其结果是，除了实施例4的效果之外，还提高了自适应算法的收敛特性，从而，可以达到使自适应算法重复次数减小，和使残留误差显著减小的效果。
(实施例6)在这个实施例中，描述修改由实施例4中所述的多径干扰消除设备1600进行的自适应信号处理的处理过程的分离模式。在本实施例中，只有高可靠性的副载波用在收敛中。具体地说，只利用大接收幅度的副载波进行自适应信号处理。
图23显示了根据这个实施例的自适应信号处理过程。把与图21中相同的标号指定给图23中与图21中的那些相对应的处理步骤，并且，从如下的描述中省略对这些处理步骤的说明。
在步骤S30中，开始对第i OFDM码元进行接收处理之后，多径干扰消除设备1600经过步骤S1转到步骤S31，在步骤S31中，它把指示副载波号的变量z设置成0，然后，转到步骤S32。在步骤S32中，将副载波z的接收级与阈值Lref相比较。如果接收级大于或等于阈值Lref，处理流程转到步骤S33，并且，存储作为对副载波z的阈值判决结果REL(z)的“1”。如果接收级小于阈值Lref，处理流程转到步骤S34，并且，存储作为阈值判决结果REL(z)的“0”。阈值判决结果的阈值判决和存储由多径干扰消除设备1600的控制部分(未示出)来完成。
然后，在步骤S35中，把副载波号z加1，并且，在步骤S36中，确定副载波号z是否小于8。然后，通过重复处理步骤S31-S32-S33(或S34)-S35-S36-S31，直到在步骤S36中获得负结果为止来对所有8个副载波作出阈值判决。
接着，当对所有副载波都已经作了阈值判决时，处理流程从步骤S36转到步骤S2，此后，与实施例4中一样，在步骤S3到步骤S13中，进行相同类型的处理。在步骤S37中，确定当前经历自适应算法处理的副载波k的阈值判决结果REL(k)是否指示大于或等于阈值的值，并且，在其值小于阈值的副载波的情况下，不进行步骤S14、S15、和S16中的自适应算法收敛处理，处理流程返回到步骤S5。
因此，根据本实施例，除了实施例4中的配置之外，只有高可靠性的副载波(其硬判决值可能正确的副载波)用在自适应信号处理中。结果是，除了实施例4的效果之外，还提高了自适应算法的收敛特性，从而，可以达到使自适应算法重复次数减小，和使残留误差显著减小的效果。对于这种收敛特性，得到比实施例5大得多的提高。
(实施例7)在这个实施例中，与实施例6不同，不是选择和利用其接收级大于或等于某个阈值的副载波，而是从接收级最高的那一个开始只选择预定个数的副载波。其结果是，除了能够只使用其硬判决值可能正确的副载波之外，还可以使计算量总是保持不变。
图24A和24B显示了根据这个实施例的自适应信号处理过程。把与图21中相同的标号指定给图24A和24B中与图21中的那些相对应的处理步骤，并且，从如下的描述中省略对这些处理步骤的说明。
在步骤S40中，开始对第i OFDM码元进行接收处理之后，多径干扰消除设备1600经过步骤S1转到步骤S41，在步骤S41中，测量每个副载波的接收级，然后，以从高到低的接收级序，排列副载波，并且，将其存储起来，作为排行信息RNK(z)(其中，z＝0到7)。
在步骤S42中，把副载波号设置成0，然后，在步骤S43中，确定副载波z的排行是否在最高Nref号之内。如果排行在最高Nref号之内，处理流程转到步骤S44，把1设置成REL(z)标志。如果排行不在Nref号之内，处理流程转到步骤S45，把0设置成REL(z)标志。也就是说，REL(z)是指示副载波是否可能正确的标志，并且，如果REL(z)是1，那么，副载波是在最高Nref副载波内的可能可靠副载波。Nref是用在自适应信号处理中的副载波的个数。
然后，在步骤S46中，把副载波号z加1，并且，在步骤S47中，确定副载波号z是否小于8。然后，通过重复步骤S43-S44(或S45)-S46-S47-S43，直到在步骤S47中获得负结果为止，对所有8个副载波确定这些副载波是否是在最高Nref个副载波内的可能可靠副载波。
然后，当对所有副载波都作了判决时，处理流程从步骤S47转到步骤S2，此后，与实施例4中一样，在步骤S3到步骤S13中，进行相同类型的处理。在步骤S48中，确定当前经历自适应算法处理的副载波k是否是最高Nref个副载波内的可能可靠副载波。如果副载波k是最高Nref个副载波内的可能可靠副载波，那么，进行步骤S14、S15、和S16中的自适应算法收敛处理，并且，把那个副载波用在算法收敛处理中。另一方面，如果副载波k不是最高Nref个副载波内的可能可靠副载波，那么，不对那个副载波进行自适应算法处理，处理流程返回到步骤S5。
因此，根据本实施例，除了实施例4中的配置之外，只从可靠性最高的那些副载波中选择了预定个数的副载波，供自适应信号处理用。结果是，除了实施例4的效果之外，还提高了自适应算法的收敛特性，从而，可以达到使自适应算法重复次数减小，和使残留误差显著减小的效果。此外，与实施例6相比，可以保持计算量不变。
(实施例8)在这个实施例中，注意到这样的事实，随着进行重复的次数不断增加，可以预期，甚至最初可靠性概率低的副载波信号经过收敛处理之后，其可靠性概率也逐渐提高。在本实施例中，除了实施例6和实施例7中的处理之外，还建议用在自适应信号处理中的副载波的个数随着重复次数增大而增加。
考虑到，例如，实施例6中的处理，随着重复次数m增大，可以降低确定每个副载波的接收级的阈值；或者，考虑到实施例7中的处理，随着重复次数m增大，也可以增加所选的副载波的个数。
图25A和25B显示了把这个实施例的概念应用于实施例6中所述的自适应信号处理时的处理。也就是说，在步骤S50中，开始第i OFDM码元接收处理之后，根据本实施例的多径干扰消除设备1600通过步骤S1转到步骤S51，在步骤S51中，它把指示副载波号的变量z设置成0，然后，转到步骤S52。
在步骤S52中，将副载波z的接收级与阈值Lref(0)相比较。如果接收级大于或等于阈值Lref(0)，处理流程转到步骤S53，并且，存储标志1，作为对副载波z的阈值判决结果REL(z)。如果接收级小于阈值Lref(0)，处理流程转到步骤S54，并且，存储标志0，作为阈值判决结果REL(z)。然后，在步骤S55中，把副载波号z加1，并且，在步骤S56中，确定副载波号z是否小于8。然后，通过重复处理步骤S52-S53(或S54)-S55-S56-S52，直到在步骤S56中获得负结果为止来对所有8个副载波作出阈值判决。
接着，当对所有副载波都已经作了阈值判决时，处理流程从步骤S56转到步骤S2，此后，与实施例4中一样，在步骤S3到步骤S11中，进行相同类型的处理。在步骤S63中，确定是否已经设置了指示当前经历自适应算法处理的副载波k的阈值判决结果REL(k)的标志1，并且，在其值小于阈值的副载波的情况下，不进行步骤S14、S15、和S16中的自适应算法收敛处理，处理流程返回到步骤S5。
除此之外，在本实施例中，在步骤S12中已经把重复计数值m加1之后，处理流程转到步骤S57，然后，通过重复步骤S58到步骤S62，按照重复次数m，将每个副载波的接收级与阈值Lref(m)相比较。具体地说，在步骤S57中，将指示副载波号的变量z设置成0，处理流程转到步骤S58。
在步骤S58中，将副载波z的接收级与阈值Lref(m)相比较。如果接收级大于或等于阈值Lref(m)，处理流程转到步骤S59，并且，存储标志1，作为对副载波z的阈值判决结果REL(z)。如果接收级小于阈值Lref(m)，处理流程转到步骤S60，并且，存储标志0，作为阈值判决结果REL(z)。
然后，在步骤S61中，把副载波号z加1，并且，在步骤S62中，确定副载波号z是否小于8。然后，通过重复处理步骤S58-S59(或S60)-S61-S62-S58，直到在步骤S62中获得负结果为止，对所有8个副载波作出阈值判决。接着，当对所有副载波都已经作了阈值判决时，处理流程从步骤S62转到步骤S13对于阈值Lref(m)，重复次数m的值越大，选择的阈值就越小，结果是，随着重复次数m不断增大，越来越有可能在步骤S63中获得肯定结果，因此，用在收敛中的副载波的个数越来越多。
因此，根据本实施例，除了实施例6和实施例7中的处理之外，用在自适应信号处理中的副载波的个数随着重复次数m增大而增加。结果是，与实施例6和实施例7相比，可以以高得多的程度提高自适应算法的收敛特性，自适应算法重复次数可以进一步减小，并且干扰抑制的有效性可以进一步提高。
(实施例9)在这个实施例中，除了实施例4到8的处理之外，通过自适应信号处理，进一步对非干扰区进行纠正。通过这种手段，可以消除非干扰区中的噪声影响等，从而，能够获得差错率显著降低的解码结果。
这里用于更新范围的可能方法包括为整个非干扰区实施的方法、为整个OFDM码元实施的方法、和把非干扰区划分成许多个块依次实施的方法。
图26显示了非干扰区划分成许多个块依次实施的方法的例子。这里，通过实施例4到8中的任何方法，更新j＝0到n(干扰区)接收信号(块1计算)，然后，把从j＝(n+1)到(2n+1)的范围取作更新范围，并且，只通过自适应信号处理更新这个信号(块2计算)，并且，继续从j＝2(n+1)到(3n+2)开始更新，以此类推。
考虑到进行这种类型处理的实际配置，在图20所示的多径干扰消除设备1600中，把更新区取样信号输入到FIR滤波器1500中，和非更新区取样信号是到FFT处理部分1602的信号。然后，可以利用与上述实施例4到8中相同类型的自适应算法处理，纠正输入到FIR滤波器1500的更新区取样信号。
图27显示了根据本实施例的自适应信号处理。把与图21中相同的标号指定给图27中与图21中的那些相对应的处理步骤，并且，从如下的描述中省略这些处理步骤的说明。
在步骤S70中，开始对第i OFDM码元进行接收处理之后，多径干扰消除设备1600经过步骤S1转到步骤S71。在步骤S71中，重置更新区号，然后处理流程转到步骤S72。在步骤S72中，从取样信号a×(n+1)到取样信号a×(n+1)+n，设置更新区取样信号。然后，在步骤S73中，通过让FFT处理部分1602对非更新区取样信号进行FFT处理来仅仅从非更新区取样信号中形成每个副载波的信号U(i，p)。
在步骤S74中，通过让FIR滤波器1500进行把FFT已知系数作为输入和把更新区取样信号作为可变增益的计算来仅仅从更新区取样信号中依次形成每个副载波的信号T(i，q，m)。在步骤S75中，自适应算法部分1608纠正FIR滤波器1500的可变增益(即，更新区取样信号)R(i，j，m)，以便使误差值E(i，k，m)减少，并且，将它发送到FIR滤波器1500。
按照这种方式，通过重复包括步骤S74-S6-S7-S8-S9-S10-S11-S14-S15-S75-S74的处理循环，直到副载波号达到8为止来使多径干扰消除设备1600执行把所有副载波用于更新区取样信号的自适应算法处理。
当多径干扰消除设备1600进行这样的处理达m次时，处理流程从步骤S13转到把更新区号a加1的步骤S76来，然后，通过对下一个更新区重复与上述相同类型的处理，消除这下一个更新区的干扰成分。
当最终在步骤S77中获得负结果时，这意味着对所有更新区都已经完成了自适应信号处理和在所有更新区中都已经消除了干扰成分。然后，处理流程转到步骤S78，终止第i OFDM码元接收处理。在图27中，如果指定块数(更新区个数)为Bmax，并且，假设，例如，OFDM码元FFT样本的个数是8，和n＝2，那么，Bmax＝8/2＝4。
因此，根据本实施例，除了对干扰区信号之外，还对非干扰区信号进行FIR滤波处理和串行/并行转换处理，并且，除了对干扰区信号之外，还对非干扰区信号的值自适应地进行纠正。通过这种手段，可以在非干扰区中有效地消除噪声等的影响，从而，能够获得差错率显著降低的解码数据。
(实施例10)在这个实施例中，在完成了实施例9中所述那种类型的干扰区更新之后，通过自适应信号处理进一步对整个OFDM码元进行更新。当此刻生成复制品时，将复制品标准化。通过这种手段，不仅可以实现多径干扰消除，而且可以消除频率选择性衰落的影响。
在上述实施例4到9中，已更新信号是OFDM码元的一部分，因此，即使对于每个副载波混入了加入信道中的幅度涨落，也可以完成复制品生成，但是，如果更新整个OFDM码元，那么，甚至可以纠正对于每个副载波来说彼此不同的、由频率选择性衰落引起的幅度涨落。结果是，在整个副载波上平衡信号质量，并且，可以显著提高差错率特性。
图28显示了根据本实施例的自适应信号处理。把与图21中相同的标号指定给图28中与图21中的那些相对应的部分，并且，从如下的描述中省略这些处理步骤的说明。
在根据本实施例的自适应信号处理过程中，在图27所示的过程完成之后-也就是说，当在步骤S77中获得负结果时-处理流程转到步骤S80。在步骤S81中，对第i OFDM码元的所有取样信号进行FFT处理。具体地说，把所有取样信号r(i，0)到r(i，7)输入到FIR滤波器1500中。
在步骤S82中，把由复制品生成部分1606在步骤S14中生成的复制信号进行标准化，并且，在步骤S83中，由减法器1607求出已标准化复制信号XX(i，k，m)和傅里叶变换后的信号V(i，k，m)之间的误差E(j，k，m)。在步骤S84中，自适应算法部分1608向FIR滤波器1500发送命令纠正用作FIR滤波器1500可变增益的取样信号r(i，0)到r(i，7)的信号，以便使误差E(i，k，m)减小。
因此，根据本实施例，除了通过与实施例4到9中相同类型的处理，消除由多路发送引起的干扰成分之外，还可以通过进行减小在已标准化复制信号和已经经过傅里叶变换处理的信号之间的误差的自适应算法处理来消除频率选择性衰落的影响。
(实施例11)把与图20中相同的标号指定给其中与实施例4所述的图20中的那些相对应的部分的图29显示了根据本实施例的多径干扰消除设备2500的配置。在这个多径干扰消除设备2500中，不把取样信号r(i，j)分成干扰区和非干扰区，而是把它输入选择部分2503中。选择部分2503向FIR滤波器2502发送个数等于计数器2501的计数值的若干个取样信号r(i，j)，并且，把其余的取样信号r(i，j)发送到FFT处理部分2504。
FIR滤波器2502基本上具有与图19所示的FIR滤波器1500相似的配置，并且，把作为可变增益从选择部分2503发送的取样信号、和固定输入或经自适应算法部分1608纠正的值的输入当作输入来进行FIR滤波计算。但是，按照来自计数器2501的计数值，对FIR滤波器2502设置抽头(A)的个数，和FIR滤波器2502利用作为可变增益从选择部分2503输入的、个数等于计数值的若干个取样信号进行FIR计算。
也就是说，虽然在实施例4到10中，FIR滤波器抽头的个数是固定的，但是，在本实施例中，抽头的个数是可变的。抽头的个数(A)随计数器2501的计数值而改变。在本实施例中，每当自适应算法部分1608完成一次纠正时，就把计数值加1。但是，加1只不过是一个例子，不是一个限制。
在选择部分2503中，根据计数值A，选择r(i，*)或0作为到FIR滤波器2502和FFT处理部分2504的输出。例如，如果A＝2，把取样信号r(i，0)输出到FIR滤波器2502，和把0输出到FFT处理部分2504。此外，把取样信号r(i，1)输出到FIR滤波器2502，而把0输出到FFT处理部分2504。但是，由于A＝2，把取样信号r(i，2)输出到FFT处理部分2504，而把0输出到FIR滤波器2502。此时，还把取样信号r(i，3)到r(i，7)输出到FFT处理部分2504，而把0输出到FIR滤波器2502。当A达到3时，把取样信号r(i，2)输出到FIR滤波器2502。
图30显示了多径干扰消除设备2500的处理过程。把与图21中相同的标号指定给图30中与图21中的那些相对应的处理步骤，并且，从如下的描述中省略对这些处理步骤的说明。
在步骤S90中，开始对第i OFDM码元进行接收处理之后，多径干扰消除设备2500经过步骤S1转到步骤S91。在步骤S91中，重置计数器2501的计数值a，然后，处理流程转到步骤S92。
在步骤S92中，选择部分2503向FIR滤波器2502发送个数等于计数值a的若干个取样信号r(i，*)，并且，把其余的取样信号发送到FFT处理部分2504。通过这种手段，使输出到FIR滤波器2502的取样信号变成更新区。
在步骤S93中，多径干扰消除设备2500利用更新区进行FIR滤波计算。也就是说，把当前用作更新区的取样信号取作可变增益，并且，对固定输入或来自自适应算法部分1608的纠正输入进行FIR滤波处理。在步骤S94中，自适应算法部分1608更新FIR滤波器2502的可变增益(即，更新区取样信号)R(i，j，m)，以便使误差值E(i，k，m)减少。
当多径干扰消除设备2500已经通过对更新区的取样信号重复地进行处理达Mmax次来有效地使那个更新区的误差值E(i，k，m)减少时，处理流程从步骤S13转到步骤S95。在步骤S95中，通过使计数器2501的计数值a增加1，以使更新区取样信号增加1个，然后，如果在步骤S96中获得肯定结果，那么，处理流程返回到步骤S92。
从步骤S92开始向前，通过对取样信号已经增加的新更新区重复与上述相同类型的处理，有效地使那个更新区的误差值E(i，k，m)减少。最终，当对所有设置的更新区的处理结束时，在步骤S96中获得负结果，处理流程转到步骤S97，并且，结束对已经经过处理的OFDM码元的接收处理(干扰消除处理)。
图31显示了在本实施例的多径干扰消除设备2500中用于更新区的设置安排(即，输入到FIR滤波器2502的取样信号的范围)。从图中可以看出，多径干扰消除设备2500不把OFDM信号划分成干扰区和非干扰区，而是通过依次放大更新区，消除OFDM信号干扰成分。
结果是，没有必要对划分成干扰区和非干扰区时所需的延迟时间的长度进行测量，由此，使配置更简单化，并且，允许进行与延迟时间长度无关的干扰消除处理，从而，使干扰消除能力得到提高。
也就是说，由于对于OFDM来说，脉冲响应估计的精度不是很高，因此，当寻找低功率路径时，出现误差的概率非常高。此外，当由于瞬时衰落、和遮蔽涨落等的影响，难以进行估计时，估计精度甚至可能降得更低。在这个实施例中，无需划分成干扰区和非干扰区就可以对接收的OFDM信号加以处理，使延迟时间测量变得没有必要，并且，避免了对估计精度下降带来的影响的敏感性。
并且，在这个实施例中，输入到FIR滤波器2502的抽头的个数从小数逐渐增加，使干扰消除能力得到显著提高。
也就是说，如果利用不必要的大数目的抽头进行计算，性能实际上变差了(例如，如果延迟时间样本的个数是3，那么，利用8个抽头的计算导致比利用3个抽头的计算的性能差)，因此，如果一开始抽头的个数就很大，那么，不可能获得非常好的性能。在本实施例中，考虑到这一点，并且，不是一开始就利用大量抽头进行计算，而是使抽头个数逐渐增加。由于当抽头个数足够大时，收敛处理已经结束，并且，进一步增加抽头个数不会使性能有更大改变，因此，可以取得适当的干扰消除能力。
因此，根据本实施例，通过逐渐增大进行FIR滤波处理和自适应算法处理的区域，消除干扰成分，从而，不需要进行干扰区和非干扰区估计，因此，实现了提高干扰消除能力的多径干扰消除设备2500。
(实施例12)这个实施例的特征在于，当像实施例11那样，逐渐增大进行FIR滤波处理和自适应算法处理的区域时，在解码数据中不再存在错误的那一点上，终止对特定OFDM码元的FIR滤波处理和自适应算法处理。
把与图29中相同的标号指定给其中与实施例11所述的图29中的那些相对应的部分的图32显示了根据本实施例的多径干扰消除设备2800的配置。在这个多径干扰消除设备2800中，把从解码部分(DEC)1605输出的解码数据f(i，0)到f(i，7)输入检错部分2801中。
检错部分2801利用f(i，0)到f(i，7)进行检错，并且把检测结果发送到控制部分2802。在控制部分2802中，当已经检测到错误时，增加与当前正受到处理的OFDM码元有关的输入到FIR滤波器2502的取样信号r(i，0)到r(i，7)，并且，利用已增加的取样信号进行自适应算法处理。相反，当没有检测到错误时，终止对当前正受到处理的OFDM码元的FIR滤波处理和自适应算法处理。
各种各样的方法可以用于这里的检错。在本实施例的情况中，把进行CRC(循环冗余校验)的情况作为例子加以描述。也就是说，发送方发送已经加入检错位的OFDM信号，和检错部分2801根据这些检错位，确定接收数据是否是错误的。例如，如果以同时性为基础把一个CRC检测位加入数据集中，那么，可以在通过CRC检测得知不存在错误的点上，终止FIR滤波处理和自适应算法处理。只要能够检测错误，任何其它方法都可以用来取代CRC。
图33显示了多径干扰消除设备2800使用的处理过程。把与图30中相同的标号指定给图33中与图30中的那些相对应的处理步骤，并且，从如下的描述中省略这些处理步骤的说明。
从步骤S95到步骤S96，除了加入检测CRC是否完好的处理之外，多径干扰消除设备2800进行与实施例11的多径干扰消除设备2500相同类型的处理。也就是说，如果在步骤S101中，CRC不完好(即，如果检测到错误)，那么，处理流程通过步骤S96返回到步骤S92，藉此，利用取样信号已经按1增加的更新区进行FIR滤波处理和自适应算法处理。另一方面，如果CRC是完好的(即，如果没有检测到错误)，处理流程转到步骤S102，终止当前正受到处理的OFDM码元的干扰消除处理(接收处理)。
要进行处理的抽头的最大个数Bmax是在步骤S96中确定的，并且，当达到抽头的最大个数Bmax时，终止对当前正在进行处理的OFDM码元的处理，因此，避免了在无论重复多少次处理，错误都仍然存在的情况下进行的不必要处理。
因此，根据本实施例，当逐渐增大进行FIR滤波处理和自适应算法处理的区域时，在解码数据中不再存在错误的那一点上，终止对特定OFDM码元的FIR滤波处理和自适应算法处理，从而，除了达到实施例11的效果之外，还减少了平均计算量。同样，由于可以在与干扰消除有关的自适应算法处理已经达到最佳的那一点上终止处理，因此，可以使收敛值与曾经取得最佳点上的收敛的处理一点也不会背道而驰。
(实施例13)这个实施例的特征在于，尽管在上述实施例12中，根据在解码数据中是否检测到错误，决定对经过处理的OFDM码元停止FIR滤波处理和自适应算法处理的定时，但是，在本实施例中，根据接收信号的质量，决定停止FIR滤波处理和自适应算法处理的定时。在本实施例的情况中，根据误差值e的范数决定定时。
把与图29中相同的标号指定给其中与实施例11所述的图29中的那些相对应的部分的图34显示了根据本实施例的多径干扰消除设备3000的配置。在这个多径干扰消除设备3000中，把接收信号v(i，0)到v(i，7)与复制信号x(i，0)到x(i，7)之间的差值e(i，k)输入范数计算部分3001中。
范数计算部分3001通过对所有副载波k计算差值e(i，k)的绝对值的平方和求出这些计算值之和来计算范数。当误差值的范数不再发生变化，或者与以前相比越来越大时，控制部分3002对当前正受到处理的OFDM码元终止FIR滤波处理和自适应算法处理。
图35A和35B显示了多径干扰消除设备3000使用的处理过程。把与图30中相同的标号指定给图35A和35B中与图30中的那些相对应的处理步骤，并且，从如下的描述中省略对这些处理步骤的说明。
在步骤S111中，多径干扰消除设备3000把计数器2501的计数值设置成0，并且还把比较范数值的相对大小时使用的第二范数值MNRME的初始值设置成无穷大。在这个实施例的多径干扰消除设备3000中，在控制部分3002检测范数不再改变或越来越大的过程中，除了在当前时间点上，利用一定个数的取样信号进行自适应算法处理求出的第一范数值NRME之外，有必要保持在前一时间点上，利用少一个的取样信号求出的第二范数值MNRME。
在步骤S112中，把重复次数m设置成0，并且还把第一范数值NRME设置成0。在步骤S113中，确定当前正受到处理的副载波的副载波号k是否是非零和重复次数m是否已经达到约定的最大值。这里，在步骤S112中获得的肯定结果意味着自适应算法重复的次数已经达到预定数，因此，处理流程在这种情况下，转到步骤S114，否则，转到步骤S94。
在步骤S114中，计算所有副载波k的误差e(i，k)的绝对值的平方(|E(i，k，m)|2)，和从这些值的和值中计算范数NRME。这种处理是这样进行的，即，把对下一个副载波求出的误差e(i，k)的绝对值的平方(|E(i，k，m)|2)依次加到直到前一个副载波求出的范数NRME中。
在步骤S115中，将在当前更新区中求出的第一范数值NRME与在前一个时间点的更新区(即，少一个取样信号的区域)中求出的第二范数值MNRME相比较，并且，如果第一范数值NRME小于第二范数值MNRME，处理流程转到步骤S116。在步骤S116中，把第一范数值NRME的值设置成第二范数值MNRME，然后，处理流程通过步骤S96返回到步骤S92，并且，进行为扩展更新区求出新范数NRME的处理。
在步骤S115中，对于初始更新区来说，由于已经把第二范数值MNRME设置成无穷大值，因此，无论范数NRME的值如何，处理流程都转到步骤S116。然后，从第二更新区向前，当第一范数值NRME变成等于第二范数值MNRME，或大于第二范数值MNRME时，处理流程转到步骤S117，并且，终止对正受到处理的OFDM码元的接收处理(干扰消除处理)。
实际上，当进行FIR滤波处理和自适应算法处理的抽头的个数超过最佳抽头个数时，误差e反过来逐渐变大。在本实施例中，考虑到了这一点，并且，当抽头个数逐渐增加和更新区逐渐扩展时，在误差e不再减少的时候结束处理。
将本实施例中的处理与如上述实施例12那样，在误差不再被检测到的时候结束更新区的扩展的处理相比，由于即使还保留着CRC错误，也可以在抽头个数接近最佳的时候使处理终止，因此，当应用于，例如，混合ARQ(自动重复请求)系统时，本实施例是有效的。
至于混合ARQ，万一有错误，就执行数据重新发送，并且，还存储出现错误的信号本身，将其与重新发送信号组合在一起，以改善性能。考虑到这一点，最好像本实施例中那样，存储即使存在错误，也已经利用最佳个数的抽头获得最好性能的信号。
因此，根据本实施例，当进行FIR滤波处理和自适应算法处理的区域逐渐增大时，根据接收信号的质量(误差值e)，决定对经过处理的OFDM码元结束FIR滤波处理和自适应算法处理的定时，从而，除了获得实施例11的效果之外，还可以减少平均计算量。此外，由于可以在与干扰消除有关的自适应算法处理已经达到最佳的那一点上终止处理，因此，可以使收敛值与曾经取得最佳点上的收敛的处理一点也不会背道而驰。
此外，考虑到混合ARQ分组合成，可以获得差错率特性比实施例14的情况好得多的接收信号。
在本实施例中，假设了在测量接收信号质量的时候，观察误差值的范数，但是，本实施例不局限于此，每当更新区扩大时就能估计质量的任何类型的质量估计方法都可以被使用。
(实施例14)这个实施例把上述实施例12和实施例13组合在一起，作为它的基本配置。另外，在这个实施例中，检错具有最高优先级，并且，如果通过一定个数的抽头使错误不再存在，那么，在那一点上终止处理，但是，如果还存在错误，为根据实施例13确定为最佳的抽头个数存储数据。最后的结果是，如果还存在错误，那么，存储质量最好的数据。
可以通过这种手段获得的效果是，如果随着抽头个数不断增多，错误不再存在，那么，可以减少计算量，并且，如果还存在错误，可以保留适合于混合ARQ的数据。
把与图32和图34中相同的标号指定给其中与图32和图34中的那些相对应的部分的图36显示了根据本实施例的多径干扰消除设备3200的配置。这个多径干扰消除设备3200含有检测解码数据中的错误的检错部分2801、和计算误差值e的范数的范数计算部分3001。把检错部分2801检测的结果和把范数计算部分3001计算的结果发送到控制部分3201。
控制部分3201按照图37A和图37B所示的处理过程，控制整个多径干扰消除设备3200的操作。把与图33和图35A、35B中相同的标号指定给图37A和37B中与图33和图35A、35B中的那些相对应的处理步骤，并且，从如下的描述中省略对这些处理步骤的说明。
当在步骤S121中，不再检测到错误时(当CRC完好时)，或者，当在步骤S124中，进行FIR滤波处理和自适应算法处理的抽头个数达到预定数Bmax时，多径干扰消除设备3200终止对当前正受到处理的OFDM码元的干扰消除处理。
同样，如果在步骤S121中，检测到错误时，增加抽头个数，并且，进行相同类型的处理，但是，如果在步骤S122中检测到范数不再改变或大于前一次，处理流程转到步骤S123，并且，把在那时的解码数据f(i，0)到f(i，7)存储在缓冲器3202(图36)中。当在步骤S124中确定进行FIR滤波处理和自适应算法处理的抽头个数已经达到预定数Bmax时，那么，在步骤S125中读取存储在缓冲器3202中的解码数据。
也就是说，在多径干扰消除设备3200中，当使用在那一点上的解码数据的处理期间，不再检测到错误时，和当直到处理结束还不能消除错误时，使用在处理期间范数最小的已解码数据。
关于这一点，值得一提的是，对于混合ARQ，如果还存在错误，那么，把重新发送请求发送给通信对方。此时，在利用多径干扰消除设备3200的接收设备中，利用重新发送数据(当然，可以对其进行相同类型的干扰消除处理)和在步骤S125中调用的数据进行分组合成。
因此，根据本实施例，当进行FIR滤波处理和自适应算法处理的区域逐渐增大时，当使用在那一点上的解码数据的处理期间，不再检测到错误时，和当直到处理结束还不能消除错误时，使用在处理期间范数最小的解码数据，从而，既可以减少计算量，又可以改善差错率特性。
本发明不局限于上述实施例1到14，可以进行各种各样的改变和修改，而不偏离本发送的范围。例如，在上面实施例14中，描述了OFDM通信的情况，但是，本发明也可以类似地应用于MC-CDMA(多载波一码分多址)中。同样，在上面实施例1到3中，描述了副载波的个数是4的情况，和在上面实施例4到14中，描述了副载波的个数是8的情况，但是，在本发明中，对副载波的个数没有限制。
根据本发明的多径干扰消除设备和多径干扰消除方法可应用数字无线电通信系统中的无线电基站设备或诸如移动台之类的通信终端设备。
根据本发明的多径干扰消除设备具有包括如下部分的配置解调部分，用于通过解调把保护间隔插入其中的多载波接收信号除了上述保护间隔之外的信息信号，获得解调信号；复制品生成部分，用于利用上述解调信号，生成前一个信息信号的复制品；和脉冲响应估计部分，用于利用上述接收信号，估计信道的脉冲响应；其中，利用上述脉冲响应和上述复制品，在上述信息信号中消除由超过上述保护间隔的路径引起的干扰。
根据这种配置，从前一信息信号的复制品和脉冲响应中求出通过延迟时间长于保护间隔的路径在随后信息信号中形成干扰的部分，并且，从随后信息信号中消除那个部分，从而，可以防止信息信号中失真的发生，和防止性能恶化。
同样，由于可以以这种方式消除由超过保护间隔的路径引起的干扰，可以缩短，并且，在某些情况下，可以消除保护间隔。结果是，可以改善发送效率。
根据本发明的多径干扰消除设备具有在上述配置中，脉冲响应估计部分含有如下部分的配置信道估计部分，用于对每个副载波的载波进行信道估计；和傅里叶逆变换处理部分，用于对通过上述信道估计部分估计的信道估计值进行傅里叶逆变换处理。
根据这种配置，可以估计时间分辨率低的通信信道的脉冲响应。
根据本发明的多径干扰消除设备具有包括如下部分的配置解调部分，用于通过解调把保护间隔插入其中的多载波接收信号除了上述保护间隔之外的信息信号，获得解调信号；复制品生成部分，用于利用上述解调信号，生成所述信息信号的复制品；第一相减部分，用于从上述接收信号中减去上述复制品；时间窗处理部分，用于对上述第一相减部分的输出进行时间窗处理；和第二相减部分，用于从上述接收信号中减去上述时间窗处理部分的输出；其中，利用上述脉冲响应和上述复制品，在上述信息信号中消除由超过上述保护间隔的路径引起的干扰。
根据这种配置，从前一信息信号的复制品和脉冲响应中求出通过延迟时间长于保护间隔的路径在随后信息信号中形成干扰的部分，并且，从随后信息信号中消除那个部分，从而，可以防止在信息信号中发生失真，和防止性能恶化。
同样，由于可以以这种方式消除由超过保护间隔的路径引起的干扰，可以缩短，并且，在某些情况下，可以消除保护间隔。结果是，可以提高发送效率。
并且，根据这种配置，当生成复制品时，没有必要求出脉冲响应，并且，可以减轻复制品生成的处理负担。
根据本发明的多径干扰消除设备具有在上述配置中，配备了包括如下部分的数级处理块的配置解调部分、复制品生成部分、第一相减部分、时间窗处理部分、和第二相减部分；其中，在下一级中进一步对在前一级中消除了由超过保护间隔的路径引起的干扰的信号进行干扰消除。
根据这种配置，重复地进行干扰消除处理，从而使干扰更有把握地从接收信号中得到消除，并且，使性能得到进一步提高。
根据本发明的多径干扰消除设备具有在上述配置中，包括如下部分的配置脉冲响应估计部分，用于利用接收信号估计信道的脉冲响应；和最大延迟检测部分，用于根据估计的脉冲响应，检测最大延迟；其中，时间窗处理部分利用上述最大延迟，设置时间窗。
根据本发明的多径干扰消除设备具有在上述配置中，时间窗处理部分根据利用在通信对方上估计的反向信道的脉冲响应获得的最大延迟信息，设置时间窗的配置。
根据这些配置，时间窗是根据最大延迟设置的，并且，消除干扰成分集中的部分的干扰部分，以便可以高精度地防止因由于延迟时间长于保护间隔的路径生成干扰的部分而发生码元失真，并且，可以防止性能恶化。
根据本发明的多径干扰消除设备具有在上述配置中，时间窗处理部分设置成指数或线性衰减的时间窗的配置。
根据这种配置，可以高精度地防止因由延迟时间长于保护间隔的路径生成干扰的部分而发生码元失真，并且，可以防止性能恶化。
根据本发明的无线电接收设备的特征在于，配有具有上述配置的多径干扰消除设备。根据这种配置，可以与保护间隔的长度无关地消除由于多路发送引起的干扰，并且，可以进行高性能多载波通信。
根据本发明的多径干扰消除方法包括如下步骤通过解调把保护间隔插入其中的多载波接收信号的除了上述保护间隔之外的信息信号，获得解调信号；利用上述解调信号，生成前一个信息信号的复制品；利用上述接收信号，估计信道的脉冲响应；和利用上述脉冲响应和上述复制品，在上述信息信号中消除由超过上述保护间隔的路径引起的干扰。
根据这种方法，从前一信息信号的复制品和脉冲响应中求出由延迟时间长于保护间隔的路径在随后信息信号中形成干扰的部分，并且，从随后的信息信号中消除那个部分，从而，可以防止信息信号发生失真，和防止性能恶化。
根据本发明的多径干扰消除方法包括如下步骤通过解调把保护间隔插入其中的多载波接收信号的除了上述保护间隔之外的信息信号，获得解调信号；利用上述解调信号，生成所述信息信号的复制品；进行上述接收信号与上述复制品之间的第一相减；对上述第一相减的输出进行时间窗处理；和进行上述接收信号与上述时间窗处理部分的输出之间的第二相减；和利用上述脉冲响应和上述复制品，在上述信息信号中消除由超过上述保护间隔的路径引起的干扰。
根据这种方法，从前一信息信号的复制品和脉冲响应中求出由延迟时间长于保护间隔的路径在随后的信息信号中形成干扰的部分，并且，从随后的信息信号中消除那个部分，从而，可以防止信息信号发生失真，和防止性能恶化。
同样，由于可以以这种方式消除由超过保护间隔的路径引起的干扰，可以缩短，并且，在某些情况下，可以消除保护间隔。结果是，可以提高发送效率。
并且，根据这种方法，当生成复制品时，没有必要求出脉冲响应，并且，可以减轻复制品生成的处理负担。
根据本发明的多径干扰消除设备具有包括如下部分的配置傅里叶变换处理部分，通过对多载波接收信号进行傅里叶变换处理，获得每个副载波的信号；检测部分，用于利用信道估计值，对傅里叶变换处理部分获得的每个副载波的信号进行检测处理；判决部分，用于通过对检测之后的每个副载波的信号的信号电平作出阈值判决，获得数字信号；复制信号生成部分，用于通过对由判决部分获得的数字信号进行与检测部分相反的处理，为每个副载波的信号生成复制信号；相减部分，用于计算由傅里叶变换处理部分获得的傅里叶变换处理之后的信号与复制信号之间的相应的副载波信号的误差值；和纠正部分，用于纠正傅里叶变换处理之前的接收信号，以便使误差值减少；其中，上述傅里叶变换处理部分配有FIR滤波器，用于把取样接收信号用作可变增益，和把已知傅里叶变换系数作为输入；和串行/并行转换电路，用于对FIR滤波器输出进行串行/并行转换；其中，上述纠正部分通过自适应地纠正用作FIR滤波器可变增益的取样接收信号的值来执行使上述误差值减少的自适应算法处理。
根据这种配置，傅里叶变换处理部分可以配有把取样接收信号划分成数个副载波的信号的基本傅里叶变换处理功能，并且还可以配有起滤波器作用的功能，所述滤波器消除表现为复制信号与傅里叶变换处理之后的信号之间的误差值的干扰成分(硬判决误差成分)。同样，如果纠正部分通过自适应算法处理自适应地纠正了傅里叶变换处理部分的FIR滤波器可变增益(取样接收信号)，那么，可以有效地消除由于延迟时间长于保护间隔的路径的存在引起的干扰成分。
根据本发明的多径干扰消除设备具有如下配置傅里叶变换处理部分，其包括第一傅里叶变换处理部分，用于对多载波接收信号的干扰区信号进行傅里叶变换处理和第二傅里叶变换处理部分，用于对多载波接收信号的非干扰区信号进行傅里叶变换处理；和相加部分，用于在相应副载波信号中相加由第一和第二傅里叶变换处理部分形成的副载波信号；和上述第一傅里叶变换处理部分配有把上述取样接收信号用作可变增益和把已知傅里叶变换系数用作输入的FIR滤波器、和对FIR滤波器输出进行串行/并行转换的串行/并行转换电路；其中，上述纠正部分通过按照上述误差值，自适应地纠正用作上述FIR滤波器可变增益的上述干扰区信号的取样值，进行使上述误差值减少的自适应算法处理。
根据这种配置，傅里叶变换处理部分被划分为第一和第二傅里叶变换处理部分，并且，具有在这些部分中，对干扰区信号进行傅里叶变换处理的第一傅里叶变换处理部分配有FIR滤波器，和通过利用自适应算法处理，只对干扰区信号进行自适应滤波，可以只纠正构成实际误差基数的干扰区信号，从而减少自适应算法的计算处理量的配置。结果是，可以在短得多的时间内有效地消除由于延迟时间长于保护间隔的路径的存在引起的干扰成分。
根据本发明的多径干扰消除设备具有纠正部分利用误差值，对每个副载波的信号依次进行自适应算法处理的配置。
根据这种配置，逐个副载波地进行自适应算法处理，以便在关注那些误差值的同时，使那些误差值减少，从而，可以有效地消除所有副载波的信号的干扰成分。
根据本发明的多径干扰消除设备具有其中纠正部分通过利用从副载波信号当中可靠性高的副载波信号的误差值开始的顺序来进行上述自适应算法处里的配置。
根据这种配置，从可靠性高的副载波(例如，具有高接收级或SIR的副载波)开始，依次进行自适应算法处理，从而，在自适应算法的早期阶段，能够沿着正确方向趋向收敛。其结果是，可以提高自适应算法的收敛特性，并且，可以使自适应算法重复次数减小，和使干扰抑制的有效性得到提高。
根据本发明的多径干扰消除设备具有其中纠正部分只通过使用副载波信号当中可靠性大于或等于预定阈值的副载波信号的误差值来进行上述自适应算法处理的配置。
根据这种配置，只使用可靠性高的副载波(例如，具有高接收级或SIR的副载波)的误差值，进行自适应算法处理，从而，提高了自适应算法的收敛特性，并且，可以使自适应算法重复次数减小，和使干扰抑制的有效性得到提高。
根据本发明的多径干扰消除设备具有其中纠正部分只使用副载波信号当中从可靠性最高的那些开始的N个副载波的信号的误差值来进行上述自适应算法处理的配置。
根据这种配置，除了使自适应算法重复次数减小和使干扰抑制的有效性得到提高之外，还可以使计算量总是保持不变。
根据本发明的多径干扰消除设备具有其中纠正部分随着上述自适应算法处理的重复次数不断增加，减小用于确定可靠性的上述阈值的配置。
根据这种配置，注意到这样的事实，随着自适应算法处理的重复次数不断增加，可以预期，甚至最初可靠性低的副载波信号经过纠正部分的纠正处理之后，其可靠性也逐渐提高，通过逐渐降低用于确定可靠性的阈值，可以显著提高自适应算法的收敛特性，并且，可以进一步减少自适应算法的重复次数，和进一步提高干扰抑制的有效性。
根据本发明的多径干扰消除设备具有其中第一傅里叶变换处理部分除了对干扰区信号之外，还对非干扰区信号的值进行FIR滤波处理和串行/并行转换处理，和纠正部分除了自适应地纠正干扰区信号之外，还自适应地纠正非干扰区信号的配置。
根据这种配置，也可以消除非干扰区中噪声等的影响，从而能够获得差错率显著降低的数据(经判决部分判断的数字数据)。
根据本发明的多径干扰消除设备具有其中重复信号生成部分通过对判决部分获得的数字信号进行与检测部分相反处理，除了生成每个副载波的信号的第一重复信号之外，还生成标准化第二重复信号；相减部分除了计算由傅里叶变换处理部分获得的傅里叶变换处理之后的信号与第一重复信号之间的相对副载波信号的第一误差值之外，还计算由傅里叶变换处理部分获得的傅里叶变换处理之后的信号与第二重复信号之间的相对副载波信号的第二误差值；和纠正部分通过按照第一和第二误差值，自适应地纠正用作FIR滤波器可变增益的取样接收信号值来进行使第一和第二误差值减少的自适应算法处理的配置。
根据这种配置，除了通过进行使第一误差值减少的自适应算法处理，消除了由于多径发送引起的干扰成分之外，还可以通过进行使第二误差值减少的自适应算法处理，消除频率选择性衰落带来的影响。
根据本发明的多径干扰消除设备具有如下配置傅里叶变换处理部分，其包括第一傅里叶变换处理部分，用于对多载波接收信号的第一取样信号进行傅里叶变换处理和第二傅里叶变换处理部分，用于对多载波接收信号的第二取样信号进行傅里叶变换处理；和相加部分，用于在相应副载波信号中相加由第一和第二傅里叶变换处理部分形成的副载波信号；和多径干扰消除设备还配有选择部分，用于选择输入到第一和第二傅里叶变换处理部分的第一和第二取样信号。
根据这种配置，利用FIR滤波处理和自适应算法处理进行了干扰消除的第一取样信号是由选择部分选择的，从而，没有必要测量划分干扰区和非干扰区时所需的延迟时间长度。其结果是，可以由此简化配置，并且，可以进行与延迟时间长度无关的干扰消除处理，从而，使干扰消除能力得到提高。
根据本发明的多径干扰消除设备具有其中第一傅里叶变换处理部分包括把第一取样信号用作可变增益和把已知傅里叶变换系数作为输入、和其抽头个数随所述第一取样信号的个数而改变的FIR滤波器、和对FIR滤波器输出进行串行/并行转换的串行/并行转换电路的配置；其中，纠正部分通过按照误差值，自适应地纠正用作FIR滤波器可变增益的第一取样信号值来进行使误差值减少的自适应算法处理，和选择部分逐渐增大输入到第一傅里叶变换处理部分的第一取样信号的个数。
根据这种配置，由选择部分逐渐增加输入到FIR滤波器是其组成部分的第一傅里叶变换处理部分的第一取样信号的个数，从而，可以在有很大可能性存在叠加在一起的多路干扰成分的取样信号中依次消除干扰成分和利用少量计算就可以消除多路成分变成可能。
根据本发明的多径干扰消除设备还具有包括在判决部分获得的数字信号中检测错误的检错部分；其中，当检错部分不再检测到错误时，终止受到处理的多载波接收信号的多径干扰消除处理的配置。
根据这种配置，当逐渐扩大进行FIR滤波处理和自适应算法处理的区域时，在在解码数据中不再存在错误的那一点上终止对OFDM码元的FIR滤波处理和自适应算法处理，从而，可以减少平均计算量。同样，由于可以在与干扰消除有关的自适应算法处理已经达到最佳的那一点上终止处理，因此，可以使收敛值与曾经取得最佳点上的收敛的处理根本也不会背道而驰。
根据本发明的多径干扰消除设备还具有包括计算相减部分获得的误差值的大小的误差值计算部分；其中，当误差值相对于进行前一次自适应算法处理时的值，不再改变，或越来越大时，终止受到处理的多载波接收信号的多径干扰消除处理的配置。
根据这种配置，当逐渐扩大进行FIR滤波处理和自适应算法处理的区域时，根据误差值，决定终止FIR滤波处理和自适应算法处理的定时，从而，可以显著减少平均计算量。此外，由于可以在与干扰消除有关的自适应算法处理已经达到最佳的那一点上终止处理，因此，可以使收敛值与曾经取得最佳点上的收敛的处理一点也不会背道而驰。此外，考虑到混合ARQ分组合成，可以获得差错率特性好得多的解码数据。
根据本发明的多径干扰消除设备具有其中误差值计算部分计算所有副载波的范数的配置。
根据这种配置，所有副载波的范数用作误差值，从而，可以可靠地和计算量相对小地确定在多载波接收信号的所有副载波上是否都已经获得了最佳解码数据。
根据本发明的多径干扰消除设备还具有包括在判决部分获得的数字信号中检测错误的检错部分、和计算由相减部分获得的误差值的大小的误差值计算部分的配置；其中，当检错部分不再检测到错误时，终止受到处理的多载波接收信号的多径干扰消除处理和把判决部分在那时获得的数字信号用作解码数据，和当检错部分检测错误直到最后时，当误差值相对于进行前一次自适应算法处理时的值，不再改变，或越来越大时，判决部分获得的数字信号用作解码数据。
根据这种配置，当逐渐增大进行FIR滤波处理和自适应算法处理的区域时，当使用在那一点上的解码数据的处理期间，不再检测到错误时，和当直到处理结束还不能消除错误时，使用在处理期间范数最小的那个时间点的解码数据，从而，当考虑到混合ARQ时，既可以减少计算量，又可以提高差错率特性。
根据本发明的多径干扰消除方法包括如下步骤傅里叶变换处理步骤，通过对多载波接收信号进行傅里叶变换处理，获得每个副载波的信号；检测步骤，利用信道估计值，对在傅里叶变换处理步骤中获得的每个副载波的信号进行检测处理；判决步骤，通过对检测之后的每个副载波的信号的信号电平作出阈值判决，获得数字信号；复制信号生成步骤，通过对在判决步骤中获得的数字信号进行与检测步骤相反的处理，为每个副载波的信号生成复制信号；相减步骤，计算在傅里叶变换处理步骤中获得的傅里叶变换处理之后的信号与复制信号之间的相应副载波信号的误差值；和纠正步骤，纠正傅里叶变换处理之前的接收信号，以便使误差值减少；其中，在上述傅里叶变换处理步骤中，进行把取样接收信号用作可变增益，和把已知傅里叶变换系数作为输入的FIR滤波计算；和在上述纠正步骤中，通过自适应地纠正用作FIR滤波计算可变增益的上述取样接收信号的值，进行使上述误差值减少的自适应算法处理。
根据这种方法，在傅里叶变换处理步骤中，可以进行把取样接收信号划分成数个副载波的信号的基本傅里叶变换处理，并且还可以进行消除表现为复制信号与傅里叶变换处理之后的信号之间的误差值的干扰成分的滤波计算。此外，在纠正步骤中，通过自适应算法处理自适应地纠正傅里叶变换处理步骤的可变增益，可以有效地消除由于存在延迟时间长于保护间隔的路径引起的干扰成分。
如上所述，根据本发明，消除了由于具有超过保护间隔的长延迟时间的路径引起的干扰的影响，从而，延迟波相对于超前波的延迟时间超过了保护间隔，也可以保持接收性能。
本申请基于2001年8月28日提出的日本专利申请第2001-258615号、2002年3月19日提出的日本专利申请第2002-77102号、和2002年5月14日提出的日本专利申请第2002-138714号，特此全文引用，以供参考。
工业可应用性本发明可应用于根据多载波信号的多路化，消除干扰成分的多径干扰消除设备和多径干扰消除方法。
权利要求
1.一种多径干扰消除设备，包括解调部分，用于通过解调把保护间隔插入其中的多载波接收信号除了所述保护间隔之外的信息信号，获得解调信号；复制品生成部分，用于利用所述解调信号，生成即时的前一个信息信号的复制品；和脉冲响应估计部分，用于利用所述接收信号，估计信道的脉冲响应；其中，利用所述脉冲响应和所述复制品，在所述信息信号中消除由超过所述保护间隔的路径引起的干扰。
2.根据权利要求1所述的多径干扰消除设备，其中，所述脉冲响应估计部分包括信道估计部分，用于对每个副载波的载波进行信道估计；和傅里叶逆变换处理部分，用于对通过所述信道估计部分估计的信道估计值进行傅里叶逆变换处理。
3.一种多径干扰消除设备，包括解调部分，用于通过解调把保护间隔插入其中的多载波接收信号除了所述保护间隔之外的信息信号，获得解调信号；复制品生成部分，用于利用所述解调信号，生成所述信息信号的复制品；第一相减部分，用于从所述接收信号中减去所述复制品；时间窗处理部分，用于对所述第一相减部分的输出进行时间窗处理；和第二相减部分，用于从所述接收信号中减去所述时间窗处理部分的输出；其中，利用所述脉冲响应和所述复制品，在所述信息信号中消除由超过所述保护间隔的路径引起的干扰。
4.根据权利要求3所述的多径干扰消除设备，配有数级处理块，包括所述解调部分、所述复制品生成部分、所述第一相减部分、所述时间窗处理部分、和所述第二相减部分；其中，在下一级中进一步对在前一级中消除了由超过保护间隔的路径引起的干扰的信号进行干扰消除。
5.根据权利要求4所述的多径干扰消除设备，还包括脉冲响应估计部分，用于利用接收信号来估计信道的脉冲响应；和最大延迟检测部分，用于根据估计的脉冲响应，检测最大延迟；其中，所述时间窗处理部分利用所述最大延迟，设置时间窗。
6.根据权利要求4所述的多径干扰消除设备，其中，所述时间窗处理部分根据利用在通信同伴侧上估计的反向信道的脉冲响应获得的最大延迟信息，设置时间窗。
7.根据权利要求4所述的多径干扰消除设备，其中，所述时间窗处理部分设置成指数或线性衰减的时间窗。
8.一种配有根据权利要求1的多径干扰消除设备的无线电接收设备。
9.一种多径干扰消除方法，包括如下步骤通过解调把保护间隔插入其中的多载波接收信号除了所述保护间隔之外的信息信号，获得解调信号；利用所述解调信号，生成即时的前一个信息信号的复制品；利用所述接收信号，估计信道的脉冲响应；和利用所述脉冲响应和所述复制品，在所述信息信号中消除由超过所述保护间隔的路径引起的干扰。
10.一种多径干扰消除方法，包括如下步骤通过解调把保护间隔插入其中的多载波接收信号除了所述保护间隔之外的信息信号，获得解调信号；利用所述解调信号，生成所述信息信号的复制品；进行从所述接收信号中减去所述复制品的第一相减；对所述第一相减的输出进行时间窗处理；和进行从所述接收信号减去所述时间窗处理的输出的第二相减；和利用所述脉冲响应和所述复制品，在所述信息信号中消除由超过所述保护间隔的路径引起的干扰。
11.一种多径干扰消除设备，包括傅里叶变换处理部分，用于通过对多载波接收信号进行傅里叶变换处理，获得每个副载波的信号；检测部分，用于利用信道估计值，对所述傅里叶变换处理部分获得的每个副载波的信号进行检测处理；判决部分，用于通过对检测之后的每个副载波的信号的信号电平作出阈值判决，获得数字信号；复制信号生成部分，用于通过对所述判决部分获得的数字信号进行与所述检测部分相反的处理，为每个副载波的信号生成复制信号；相减部分，用于计算所述傅里叶变换处理部分获得的傅里叶变换处理之后的信号与所述复制信号之间的相应副载波信号的误差值；和纠正部分，用于纠正所述傅里叶变换处理之前的接收信号，以便使所述误差值变小；所述傅里叶变换处理部分配有FIR滤波器，用于把取样的所述接收信号用作可变增益，和把已知傅里叶变换系数作为输入；和串行/并行转换电路，用于对FIR滤波器的输出进行串行/并行转换；其中，所述纠正部分通过自适应地纠正用作所述FIR滤波器可变增益的所述取样接收信号的值，执行减少所述误差值的自适应算法处理。
12.根据权利要求11所述的多径干扰消除设备，其中，所述傅里叶变换部分包括第一傅里叶变换处理部分，用于对所述多载波接收信号的干扰区信号进行傅里叶变换处理；第二傅里叶变换处理部分，用于对所述多载波接收信号的非干扰区信号进行傅里叶变换处理；和相加部分，用于在相应副载波信号中相加由所述第一和第二傅里叶变换处理部分形成的副载波信号；所述第一傅里叶变换处理部分配有FIR滤波器，用于把所述取样接收信号用作可变增益和把已知傅里叶变换系数用作输入；和串行/并行转换电路，用于对FIR滤波器的输出进行串行/并行转换；其中，所述纠正部分通过按照所述误差值，自适应地纠正用作所述FIR滤波器可变增益的所述干扰区信号的取样值，进行使所述误差值变小的自适应算法处理。
13.根据权利要求11所述的多径干扰消除设备，其中，所述纠正部分通过使用用于每个副载波的信号的所述误差值，依次进行所述自适应算法处理。
14.根据权利要求11所述的多径干扰消除设备，其中，所述纠正部分利用从副载波信号之中高可靠性的副载波信号的误差值起始的顺序，进行所述自适应算法处理。
15.根据权利要求11所述的多径干扰消除设备，其中，所述纠正部分只使用副载波信号当中可靠性大于或等于预定阈值的副载波信号的误差值，进行所述自适应算法处理。
16.根据权利要求11所述的多径干扰消除设备，其中，所述纠正部分只使用副载波信号当中从可靠性最高的那些开始的N个副载波的信号的误差值，进行所述自适应算法处理。
17.根据权利要求15所述的多径干扰消除设备，其中，所述纠正部分随着所述自适应算法处理的重复次数不断增加，减小用于确定可靠性的所述阈值。
18.根据权利要求12所述的多径干扰消除设备，其中所述第一傅里叶变换处理部分除了对所述干扰区信号之外，还对所述非干扰区信号进行FIR滤波处理和串行/并行转换处理；和所述纠正部分除了自适应地纠正所述干扰区信号的值之外，还自适应地纠正所述非干扰区信号的值。
19.根据权利要求11所述的多径干扰消除设备，其中所述重复信号生成部分通过对所述判决部分获得的数字信号进行与所述检测部分相反处理，除了生成每个副载波的信号的第一重复信号之外，还生成标准化的第二重复信号；所述相减部分除了计算由所述傅里叶变换处理部分获得的傅里叶变换处理之后的信号与所述第一重复信号之间的相应的副载波信号的第一误差值之外，还计算由所述傅里叶变换处理部分获得的傅里叶变换处理之后的信号与所述第二重复信号之间的相应的副载波信号的第二误差值；和所述纠正部分通过按照所述第一和第二误差值，自适应地纠正周作所述FIR滤波器可变增益的所述取样接收信号值，进行使所述第一和第二误差值变小的自适应算法处理。
20.根据权利要求11所述的多径干扰消除设备，其中，所述傅里叶变换部分包括第一傅里叶变换处理部分，用于对所述多载波接收信号的第一取样信号进行傅里叶变换处理；第二傅里叶变换处理部分，用于对所述多载波接收信号的第二取样信号进行傅里叶变换处理；和相加部分，用于在相应的副载波信号中相加由所述第一和第二傅里叶变换处理部分形成的副载波信号；所述多径干扰消除设备还配有选择部分，用于选择输入到所述第一和第二傅里叶变换处理部分的所述第一和第二取样信号。
21.根据权利要求20所述的多径干扰消除设备，其中所述第一傅里叶变换处理部分包括FIR滤波器，用于把所述第一取样信号用作可变增益和把已知傅里叶变换系数作为输入，和其抽头个数随所述第一取样信号的个数而改变；和串行/并行转换电路，用于对FIR滤波器输出进行串行/并行转换；所述纠正部分通过按照所述误差值，自适应地纠正用作所述FIR滤波器可变增益的所述第一取样信号值，进行使所述误差值变小的自适应算法处理；和所述选择部分逐渐增大输入到所述第一傅里叶变换处理部分的所述第一取样信号的个数。
22.根据权利要求21所述的多径干扰消除设备，还包括检错部分，用于在由所述判决部分获得的所述数字信号中检测错误；其中，当所述检错部分不再检测到错误时，终止受到处理的多载波接收信号的多径干扰消除处理。
23.根据权利要求21所述的多径干扰消除设备，还包括误差值计算部分，用于计算由所述相减部分获得的所述误差值的大小；其中，当所述误差值相对于进行前一次自适应算法处理时的值，不再改变，或变得更大时，终止受到处理的多载波接收信号的多径干扰消除处理。
24.根据权利要求23所述的多径干扰消除设备，其中，所述误差值计算部分计算所有副载波的范数。
25.根据权利要求21所述的多径干扰消除设备，还包括检错部分，用于检测在所述判决部分获得的所述数字信号中的错误；和误差值计算部分，用于计算所述相减部分获得的所述误差值的大小；其中，当所述检错部分不再检测到错误时，终止受到处理的多载波接收信号的多径干扰消除处理和把所述判决部分在那时获得的数字信号用作解码数据；和当所述检错部分检测错误直到最后时，把当所述误差值相对于进行前一次自适应算法处理时的值，不再改变，或变得更大时，由所述判决部分获得的数字信号用作解码数据。
26.一种多径干扰消除方法，包括傅里叶变换处理步骤，通过对多载波接收信号进行傅里叶变换处理，获得每个副载波的信号；检测步骤，利用信道估计值，对在所述傅里叶变换处理步骤中获得的每个副载波的信号进行检测处理；判决步骤，通过对检测之后的每个副载波的信号的信号电平作出阈值判决，获得数字信号；复制信号生成步骤，通过对在所述判决步骤中获得的数字信号进行与所述检测步骤相反的处理，为每个副载波的信号生成复制信号；相减步骤，计算在所述傅里叶变换处理步骤中获得的傅里叶变换处理之后的信号与所述复制信号之间的相应的副载波信号的误差值；和纠正步骤，纠正所述傅里叶变换处理之前的接收信号，以便使所述误差值变小；其中，在所述傅里叶变换处理步骤中，进行把已取样的所述接收信号用作可变增益，和把已知傅里叶变换系数作为输入的FIR滤波计算；和在所述纠正步骤中，通过自适应地纠正用作所述FIR滤波计算可变增益的所述取样接收信号的值，进行使所述误差值变小的自适应算法处理。
全文摘要
复制品生成部分109为有效码元A生成路径#3和路径#4的复制品。卷积运算部分111通过对路径#3和路径#4的复制品中的脉冲响应进行卷积，求出干扰部分。把这个干扰部分输出到相减部分104。在相减部分104中，从下一个OFDM码元中减去干扰部分。也就是说，通过使用有效码元A来求出干扰部分，从有效码元B中消除那个干扰部分(泄漏到对有效码元B执行FFT的范围内的部分)。通过这种手段，可以防止在有效码元B中出现失真。
文档编号H04B1/707GK1488209SQ02803575
公开日2004年4月7日 申请日期2002年8月7日 优先权日2001年8月28日
发明者上杉充, 太田英司, 司 申请人:松下电器产业株式会社