专利名称：干扰消除器的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于移动通信、卫星通信、及室内通信等的干扰消除器，特别涉及从与多个用户对应的接收信号中、以用户为单位来除去其他用户的干扰的干扰消除器。
背景技术：
以下，说明现有的干扰消除器。现有的干扰消除器例如有(日本)特开2000-138605号公报记载的“多用户接收装置”。
这里，说明上述公报记载的现有的干扰消除器的动作。图15是现有的干扰消除器、即上述多用户接收装置的结构图。现有的干扰消除器对高速用户信号进行已知的多用户时空干扰除去，对低速用户信号、即从接收信号中除去高速用户信号所得的信号(干扰除去残差信号)，用天线方向性控制来进行干扰除去。
在复用多个传输速率的用户信号的CDMA系统中，高速用户信号的数目少，但是其干扰的影响大。相反，低速的各用户信号的干扰的影响小，但是其数目多，H/W规模增大。因此，在现有的干扰消除器中，省略了低速的各用户信号的多用户干扰消除动作。
在上述现有的干扰消除器中，天线101-1～101-N(N是自然数)接受CDMA信号，将高速用户信号输出到干扰除去处理部102-1的高速用户IEU(干扰估计部以下，简称为IEU)103-1-1～103-1-K。
例如，在形成了M(M是2以上的整数)级干扰除去处理部102-1～102-M的情况下，与高速用户信号对应的各级IEU 103-1-1～103-M-K接收前级的干扰除去处理得到的每个天线的干扰除去残差信号、和与前级的同一用户信号对应的符号复本，各级通过用户信号特有的天线方向性来进行解调处理。然后，生成本级的符号复本，将其输出到后级。
同时，IEU 103-1-1～103-M-K以天线为单位，生成/输出与本级的符号复本和前级的符号复本之差有关的扩频信号。
延迟器105-1-1～105-(M-1)-N延迟接收信号或每个天线的干扰处理残差信号，直至各IEU的处理结果被输出。减法器106-1-1～106-(M-1)-N对每个天线减去各用户信号的IEU输出，得到本级的每个天线的干扰除去残差信号。然后，最后一级的各IEU输出与高速的各用户信号对应的解调信号。
此外，低速用户DEM(解调部以下，简称为DEM)104-1～104-K接受(M-1)级的干扰除去处理得到的每个天线的干扰除去残差信号，通过各用户信号特有的天线方向性来进行解调，输出与低速的各用户信号对应的解调信号。
图16是上述IEU的结构图。IEU对应于具有多个路径(#1～#P)的多径传输线路，以路径为单位来进行处理。
解扩部111-1～111-N接受前级的以天线为单位的干扰除去残差信号，以天线为单位来进行解扩。乘法器112-1～112-N用权重W1～WN对各解扩部的输出进行加权。加法器113合并乘法器112-1～112-N的输出。乘法器114对与前级的同一用户信号对应的符号复本进行加权。加法器115将加法器113的输出和乘法器114的输出相加。
检波器116用以路径为单位的传输线路估计值对加法器115的输出进行解调。此外，这里，进行同步检波解调，并且进行用于实现最大比合并的加权。
加法器120合并每个路径的检波器116的输出。判决器121判决加法器120的输出。
乘法器122将判决器121的输出乘以每个路径的传输线路估计值来生成本级的符号复本，将该符号复本输出到后级。减法器123从乘法器122的输出中减去乘法器114的输出。乘法器124对减法器123的输出进行加权。乘法器125-1～125-N将乘法器124的输出乘以将上述权重W1～WN用天线数归一化了的复共轭权重W1*～WN*/N。扩频部126-1～126-N为每个天线对各乘法器的输出进行扩频。
加法器127-1～127-N以天线为单位将各扩频部的各路径的输出相加。第一级的IEU 103-1-1～103-1-K接受天线接收信号作为前级的干扰除去残差信号，将0用作与前级的同一用户信号对应的符号复本。此外，最后一级IEU 103-M-1～103-M-K只输出加法器120输出的解调信号，不进行以后的干扰估计处理及干扰除去残差信号的更新处理。此外，权重W1～WN另外使用根据用户信号的到来方向估计而决定的转向天线权重或自适应控制权重。此外，乘法器114及乘法器124所乘的加权系数例如是1-(1-α)m-1(α是1以下的实数，m是级数，是2以上、M以下的整数)及α。
图17是上述DEM的结构图。DEM对应于具有多个路径的多径传输线路，进行以路径为单位的处理。
解扩部131-1～131-N接受上述第(M-1)级的干扰除去处理得到的每个天线的干扰除去残差信号，以天线为单位来进行解扩。乘法器132-1～132-N对各解扩部的输出进行加权。加法器133合并上述各乘法器的输出。检波器134用以路径为单位的传输线路估计值对加法器133的输出进行解调。加法器135合并每个路径的检波器输出来输出解调信号。
这样，现有的干扰消除器通过对信号功率大的用户信号用天线方向性控制及多用户干扰消除器来进行干扰除去，对信号功率小的用户信号只用天线方向性控制来进行干扰除去，用比较小的装置规模得到了大的干扰除去效果。
然而，上述现有的干扰消除器有下述问题用自适应阵列天线的算法，波束形成的收敛很耗时，所以不能接收分组或随机接入信道(RACH)等时间长度短的信号。
此外，现有的干扰消除器有下述问题随着干扰消除器的级数(复本信号的减法次数)的增加，接收信号的SIR被改善，但是另一方面，最后一级之前的解调处理产生很大的延迟。具体地说，由于该延迟，不能应付高速TPC(发送功率控制)，所以在有些衰落变动速度下，特性会大幅度恶化。
因此，本发明的目的在于提供一种干扰消除器，能接收分组或随机接入信道(RACH)等时间长度短的信号，进而通过考虑衰落变动的跟踪性来应付高速TPC。
发明内容
本发明的干扰消除器的特征在于，包括多波束成形部件(相当于后述实施方式的天线1-1～1-N、AGC 2-1～2-N、准同步检波部3-1～3-N、A/D 4-1～4-N、多波束成形部5)，用N个以天线元为单位的信号来形成具有固定方向性的B个波束，输出单波束信号；用户单独的多波束解调部件(相当于低速用户多波束解调部6-1～6-NL、高速用户多波束干扰消除器解调部7-1～7-NH)，生成与用上述单波束信号检测出的P个有效路径对应的路径位置信息，进而用上述单波束信号及上述路径位置信息来生成合并了干扰除去后的单波束信号的第1波束合并后信号(软判决值)；用户单独的高速用户复本生成部件(相当于高速用户多波束干扰消除器解调部7-1～7-NH)，用上述路径位置信息、上述第1波束合并后信号、及生成上述第1波束合并后信号时为每个路径算出的传输线路估计结果，来生成单波束复本信号及符号复本；干扰分量除去部件(相当于减法器11-1～11-B)，从延迟了上述单波束复本信号生成处理所花费的时间的上述单波束信号中，减去对应的单波束复本信号，来除去高速用户造成的干扰分量；以及用户单独的低速用户自适应波束解调部件(相当于低速用户自适应波束解调部12-1～12-NL)，通过对上述干扰分量除去后的单波束信号实施每个路径的权重控制来形成自适应波束，然后合并每个路径的自适应波束形成后信号来生成第1自适应波束合并后信号(软判决值)。
下一发明的干扰消除器的特征在于，上述多波束解调部件包括单波束路径检测部件，以上述单波束信号为单位，用该信号中包含的每个时隙的已知序列来生成平均功率延迟分布，从该平均功率延迟分布中检测与有用信号对应的路径；和路径选择部件，从上述检测出的路径的平均功率值大的一方起依次选择P个路径，输出与选择出的路径对应的时间上/空间上的位置作为路径位置信息。
下一发明的干扰消除器的特征在于，上述多波束解调部件包括瑞克(RAKE)合并部件，以路径为单位对上述单波束信号进行传输线路估计，用每个路径的传输线路估计值对该单波束信号进行解调后，对每个路径的解调信号进行瑞克合并；归一化部件，以路径为单位对上述单波束信号进行干扰功率估计，用该每个路径的干扰功率估计值对瑞克合并后的解调信号进行归一化；以及波束合并后信号生成部件，合并所有归一化后信号来生成上述第1波束合并后信号。
下一发明的干扰消除器的特征在于，上述低速用户自适应波束解调部件包括第1权重控制部件，根据上述干扰分量除去后的单波束信号、上述路径位置信息、以及上述第1自适应波束合并后信号的硬判决结果，通过规定的算法来进行权重控制；第1自适应波束形成后信号生成部件，合并上述权重控制后的信号并以路径为单位来生成自适应波束形成后信号；第1衰落补偿部件，对上述每个路径的自适应波束形成后信号进行衰落补偿；以及第1软判决值输出部件，合并为上述每个路径得到的衰落补偿后的自适应波束形成后信号，输出第1自适应波束合并后信号作为其合并结果。
下一发明的干扰消除器的特征在于，包括第1选择部件(相当于软判决数据选择部14)，用规定的准则来自适应地选择输出上述第1波束合并后信号、和上述第1自适应波束合并后信号。
下一发明的干扰消除器的特征在于，包括第1SIR校正部件(相当于SIR校正部13)，用上述单波束信号中包含的每个时隙的已知序列及上述路径位置信息来计算第1SIR估计值，另一方面，根据上述低速用户自适应波束解调部件内的自适应波束形成后信号来计算第2SIR估计值，比较该第1及第2SIR估计值，根据其比较结果来自适应地校正SIR值。
下一发明的干扰消除器的特征在于，上述第1SIR校正部件包括第1减法部件，从上述第1SIR估计值中减去上述第2SIR估计值；第1校正量计算部件，在多个时隙范围内对上述减法结果进行平均来计算SIR校正量；以及第1比较/校正部件，比较上述第1SIR估计值和上述第2SIR估计值，在“第2SIR估计值大于或等于第1SIR估计值(或第2SIR估计值＞第1SIR估计值)”时校正SIR值。
下一发明的干扰消除器的特征在于，上述第1选择部件选择与上述第1及第2SIR估计值中较好的SIR估计值对应的软判决值。
下一发明的干扰消除器的特征在于，包括用户单独的高速用户自适应波束解调部件(相当于高速用户自适应波束解调部15-1～15-NH)，将上述干扰分量除去后的单波束信号单独加上上述单波束符号复本，通过对该加法结果实施每个路径的权重控制来形成自适应波束，然后合并每个路径的自适应波束形成后信号来生成第2自适应波束合并后信号(软判决值)。
下一发明的干扰消除器的特征在于，上述高速用户自适应波束解调部件包括加法部件，对上述干扰分量除去后的单波束信号将上述单波束符号复本加权相加；第2权重控制部件，根据上述加权相加后的单波束信号、上述路径位置信息、以及上述第2自适应波束合并后信号的硬判决结果，通过规定的算法来进行权重控制；第2自适应波束形成后信号生成部件，合并上述权重控制后的信号并以路径为单位来生成自适应波束形成后信号；第2衰落补偿部件，对上述每个路径的自适应波束形成后信号进行衰落补偿；以及第2软判决值输出部件，合并为上述每个路径得到的衰落补偿后的自适应波束形成后信号，输出第2自适应波束合并后信号作为其合并结果。
下一发明的干扰消除器的特征在于，包括第2选择部件(相当于软判决数据选择部17)，用规定的准则来自适应地选择输出上述第1波束合并后信号、和上述第2自适应波束合并后信号。
下一发明的干扰消除器的特征在于，包括第2SIR校正部件(相当于SIR校正部16)，用上述单波束信号中包含的每个时隙的已知序列及上述路径位置信息来计算第3SIR估计值，另一方面，根据上述高速用户自适应波束解调部件内的自适应波束形成后信号来计算第4SIR估计值，比较该第3及第4SIR估计值，根据其比较结果来自适应地校正SIR值。
下一发明的干扰消除器的特征在于，上述第2SIR校正部件包括第2减法部件，从上述第3SIR估计值中减去上述第4SIR估计值；第2校正量计算部件，在多个时隙范围内对上述减法结果进行平均来计算SIR校正量；以及第2比较/校正部件，比较上述第3SIR估计值和上述第4SIR估计值，在“第4SIR估计值大于或等于第3SIR估计值(或第4SIR估计值＞第3SIR估计值)”时校正SIR值。
下一发明的干扰消除器的特征在于，上述第2选择部件选择与上述第3及第4SIR估计值中较好的SIR估计值对应的软判决值。
下一发明的干扰消除器的特征在于，包括多波束成形部件，用N个以天线元为单位的信号来形成具有固定方向性的B个波束，输出单波束信号；用户单独的多波束解调部件，生成与用上述单波束信号检测出的P个有效路径对应的路径位置信息，进而用上述单波束信号及上述路径位置信息来生成合并了干扰除去后的单波束信号的第1波束合并后信号(软判决值)；用户单独的高速用户复本生成部件，用上述路径位置信息、上述第1波束合并后信号、及生成上述第1波束合并后信号时为每个路径算出的传输线路估计结果，来生成单波束复本信号及符号复本；逆波束成形部件(相当于逆波束成形部230-1～230-NH)，对上述单波束复本信号及上述单波束符号复本进行逆波束成形，生成N个逆波束成形后复本信号及(B×P)个逆波束成形后符号复本；干扰分量除去部件(相当于减法器232-1～232-N)，从延迟了上述逆波束成形后复本信号生成处理所花费的时间的上述以天线元为单位的信号中，减去对应的逆波束成形后复本信号，来除去高速用户造成的干扰分量；以及用户单独的低速用户自适应天线解调部件(相当于低速用户自适应天线解调部233-1～233-NL)，通过对上述干扰分量除去后的以天线元为单位的信号实施每个路径的权重控制来形成自适应天线的波束，然后合并每个路径的波束形成后信号来生成第2波束合并后信号(软判决值)。
下一发明的干扰消除器的特征在于，上述多波束解调部件包括单波束路径检测部件，以上述单波束信号为单位，用该信号中包含的每个时隙的已知序列来生成平均功率延迟分布，从该平均功率延迟分布中检测与有用信号对应的路径；和路径选择部件，从上述检测出的路径的平均功率值大的一方起依次选择P个路径，输出与选择出的路径对应的时间上/空间上的位置作为路径位置信息。
下一发明的干扰消除器的特征在于，上述多波束解调部件包括瑞克合并部件，以路径为单位对上述单波束信号进行传输线路估计，用每个路径的传输线路估计值对该单波束信号进行解调后，对每个路径的解调信号进行瑞克合并；归一化部件，以路径为单位对上述单波束信号进行干扰功率估计，用该每个路径的干扰功率估计值对瑞克合并后的解调信号进行归一化；以及波束合并后信号生成部件，合并所有归一化后信号来生成上述第1波束合并后信号。
下一发明的干扰消除器的特征在于，上述低速用户自适应天线解调部件包括第1权重控制部件，根据上述干扰分量除去后的以天线元为单位信号、上述路径位置信息、以及上述第2波束合并后信号的硬判决结果，通过规定的算法来进行权重控制；第1波束形成后信号生成部件，合并上述权重控制后的信号并以路径为单位来生成自适应天线的波束形成后信号；第1衰落补偿部件，对上述每个路径的自适应天线的波束形成后信号进行衰落补偿；以及第1软判决值输出部件，合并为上述每个路径得到的衰落补偿后的波束形成后信号，输出第2波束合并后信号作为其合并结果。
下一发明的干扰消除器的特征在于，包括第1选择部件，用规定的准则来自适应地选择输出上述第1波束合并后信号、和上述第2波束合并后信号。
下一发明的干扰消除器的特征在于，包括第1SIR校正部件，用上述单波束信号中包含的每个时隙的已知序列及上述路径位置信息来计算第1SIR估计值，另一方面，根据上述低速用户自适应天线解调部件内的波束形成后信号来计算第2SIR估计值，比较该第1及第2SIR估计值，根据其比较结果来自适应地校正SIR值。
下一发明的干扰消除器的特征在于，上述第1SIR校正部件包括第1减法部件，从上述第1SIR估计值中减去上述第2SIR估计值；第1校正量计算部件，在多个时隙范围内对上述减法结果进行平均来计算SIR校正量；以及第1比较/校正部件，比较上述第1SIR估计值和上述第2SIR估计值，在“第2SIR估计值大于或等于第1SIR估计值(或第2SIR估计值＞第1SIR估计值)”时校正SIR值。
下一发明的干扰消除器的特征在于，上述第1选择部件选择与上述第1及第2SIR估计值中较好的SIR估计值对应的软判决值。
下一发明的干扰消除器的特征在于，包括用户单独的高速用户自适应天线解调部件(相当于高速用户自适应天线解调部234-1～234-NH)，将上述干扰分量除去后的以天线元为单位的信号单独加上上述每个波束的逆波束成形后符号复本，通过对该加法结果实施每个路径的权重控制来形成自适应天线的波束，然后合并每个路径的波束形成后信号来生成第3自适应波束合并后信号(软判决值)。
下一发明的干扰消除器的特征在于，上述高速用户自适应天线解调部件包括加法部件，对上述干扰分量除去后的以天线元为单位的信号将上述每个波束的逆波束成形后符号复本加权相加；第2权重控制部件，根据上述加权相加后的以天线元为单位的信号、上述路径位置信息、以及上述第3波束合并后信号的硬判决结果，通过规定的算法来进行权重控制；第2波束形成后信号生成部件，合并上述权重控制后的信号并以路径为单位来生成自适应天线的波束形成后信号；第2衰落补偿部件，对上述每个路径的自适应天线的波束形成后信号进行衰落补偿；以及第2软判决值输出部件，合并为上述每个路径得到的衰落补偿后的波束形成后信号，输出第3波束合并后信号作为其合并结果。
下一发明的干扰消除器的特征在于，包括第2选择部件，用规定的准则来自适应地选择输出上述第1波束合并后信号、和上述第2波束合并后信号。
下一发明的干扰消除器的特征在于，包括第2SIR校正部件，用上述单波束信号中包含的每个时隙的已知序列及上述路径位置信息来计算第3SIR估计值，另一方面，根据上述高速用户自适应天线解调部件内的波束形成后信号来计算第4SIR估计值，比较该第3及第4SIR估计值，根据其比较结果来自适应地校正SIR值。
下一发明的干扰消除器的特征在于，上述第2SIR校正部件包括第2减法部件，从上述第3SIR估计值中减去上述第4SIR估计值；第2校正量计算部件，在多个时隙范围内对上述减法结果进行平均来计算SIR校正量；以及第2比较/校正部件，比较上述第3SIR估计值和上述第4SIR估计值，在“第4SIR估计值大于或等于第3SIR估计值(或者也可以是第4SIR估计值＞第3SIR估计值)”时校正SIR值。
下一发明的干扰消除器的特征在于，上述第2选择部件选择与上述第3及第4SIR估计值中较好的SIR估计值对应的软判决值。
图1是本发明的干扰消除器的实施方式1的结构图。
图2是多波束成形部5的结构图。
图3是B个多波束的镜像图。
图4是低速用户多波束解调部6-1～6-NL的结构图。
图5是路径检测部30的结构图。
图6是为每个时隙所设的已知序列的图。
图7是高速用户多波束干扰消除器解调部7-1～7-NH的结构图。
图8是高速用户多波束干扰消除器解调部7-1～7-NH的结构图。
图9是低速用户自适应波束解调部12-1～12-NL的结构图。
图10是高速用户自适应波束解调部15-1～15-NH的结构图。
图11是SIR校正部13及16的结构图。
图12是本发明的干扰消除器的实施方式2的结构图。
图13是低速用户自适应天线解调部233-1～233-NL的结构图。
图14是高速用户自适应天线解调部234-1～234-NH的结构图。
图15是现有的干扰消除器的结构图。
图16是IEU的结构图。
图17是DEM的结构图。
具体实施例方式
以下，根据附图来详细说明本发明的干扰消除器的实施方式。本发明并不限于本实施方式。
实施方式1.
图1是本发明的干扰消除器的实施方式1的结构图。在图1中，1-1、1-2、1-3、...、1-N是天线，2-1、2-2、2-3、...、2-N是AGC(AutoGain Control，自动增益控制)，3-1、3-2、3-3、...、3-N是准同步检波部，4-1、4-2、4-3、...、4-N是A/D(模拟/数字变换部)，5是多波束成形部，6-1、...、6-NL是低速用户多波束解调部(LRUMBDEM)，7-1、...、7-NH是高速用户多波束干扰消除器解调部(HRUMBICDEM)，8-1、...、8-NL、9-1、...、9-NH、10-1、10-2、10-3、...、10-B是延迟器，11-1、11-2、11-3、...、11-B是减法器，12-1、...、12-NL是低速用户自适应波束解调部(LRUABDEM)，，13、16是SIR校正部，14、17是软判决数据选择部，15-1、...、15-NH是高速用户自适应波束解调部(HRUABDEM)。
这里，说明本实施方式的干扰消除器的特征动作。首先，多波束成形部5接受自动增益控制、准同步检波、及A/D变换处理后的天线信号#1～#N，形成B个多波束(多波束是具有固定方向性的波束)。
图2是多波束成形部5的结构图。在图2中，20-1、20-2、...、20-B是多波束形成部，21、22、23是乘法器，24是合并部。这里，作为一例，使用解扩前的天线信号来形成多波束。图3是B个多波束的镜像图。
在上述多波束成形部5中，N个天线信号rx如果用矢量来表现(各元素是复数)，则用rx＝[rx1，rx2，...，rxN]T来给出。其中，T表示转置。此外，用于形成单波束信号#1～#B的权重矢量分别用M1＝[M11，M12，...，M1N]T、M2＝[M21，M22，...，M2N]T、...、MB＝[MB1，MB2，...，MBN]T来表示(各元素是复数)。因此，如果用矩阵来表现上述权重矢量，则可以如(1)式所示。
M=M11M12···M1NM21M22···M2N·········MB1MB2···BBN···(1)]]>多波束形成后的B个单波束信号ry如果用矢量来表现(各元素是复数)，则用ry＝[ry1，ry2，...，ryB]T来给出，可以如(2)式所示。
ry＝M·rx...(2)然后，从多波束成形部5输出的单波束信号#1～#B被输出到延迟器10-1～10-B、低速用户多波束解调部6-1～6-NL及高速用户多波束干扰消除器解调部7-1～7-NH。
接着，说明低速用户多波束解调部(LRUMBDEM)6-1～6-NL的动作。图4是低速用户多波束解调部(LRUMBDEM)6-1～6-NL的结构图。在图4中，30是路径检测部，31-1、31-2、...、31-B是单波束瑞克合并后信号生成部，32、33是合并部，40-1、40-2、...、40-P是单路径检波/干扰功率估计部，41是SIR估计部，42是平均部，43是合并部，44是除法部，50是解扩部，51是延迟器，52是传输线路估计部，53是干扰功率估计部，54是复共轭计算部，55是复数乘法器。这里，上述各低速用户多波束解调部具备同样的结构，所以用低速用户多波束解调部6-1的结构来说明其动作。
首先，低速用户多波束解调部6-1用接受的多波束形成后的单波束信号#1～#B在时间空间上进行路径检测。图5是路径检测部30的结构图。在图5中，60-1、60-2、...、60-B是单波束路径检测部，61是路径选择部，70是解扩部，71是传送线路估计部，72是平均功率值计算部，73是阈值计算部，74是判决部，75是干扰功率值计算部，76是除法器，路径检测部30用B个单波束信号从受多径波影响的解扩后的信号中选择时间不同的P个路径。这里，上述各单波束路径检测部具备同样的结构，所以用单波束路径检测部60-1的结构来说明其动作。
在单波束路径检测部60-1中，解扩部70对单波束信号#1进行解扩。然后，传输线路估计部71用为每个时隙所设的已知序列导频符号(请参照图6的时隙结构)，对1个时隙内的所有符号进行同相相加，求瞬时的传输线路估计值。
平均功率值计算部72用传输线路估计部71求出的传输线路估计值，来进行几个时隙间的功率平均处理，计算平均功率延迟分布(プロフアイル)。阈值计算部73将比平均管理延迟分布中功率最小的路径的功率大ΔdB的功率作为用于路径选择的阈值。干扰功率值计算部75将平均功率延迟分布中阈值以下的路径的功率看作噪声/干扰功率，计算其干扰功率值。判决部74比较平均功率值计算部72的输出(平均功率延迟分布)和阈值计算部73的输出(阈值)，将具有比该阈值大的平均功率值的路径作为与有用信号对应的路径。然后，输出与该路径的时间上的位置有关的信息(波束识别号码)。
此外，上述与有用信号对应的路径的路径功率值被输入到除法器76中，在这里用上述干扰功率值来进行用于归一化的除法，输出其除法结果。由于接收机端的H/W上或S/W上的制约，路径检测部30一般多只对预定的P个路径进行信号处理。因此，路径选择部61从归一化过的路径的平均功率值大的一方起依次选择P个路径，以便能够选择P个有效路径。然后，从路径选择部61输出与选择出的各路径对应的时间上/空间上的位置作为路径位置信息。
这样，上述路径检测部30通过用多波束在空间上进行分离这一简单的方法，来估计路径的到来方向，并且对每个波束用干扰功率来进行归一化，从而能够减少干扰波的影响(改善SIR)，所以能够提高路径的检测精度。此外，通过用所有扇区来形成多波束，例如，在可以用多个扇区来接收来自1个用户的信号(多个路径以角度扩展而到来)的基站中，能够进行小区全方位的路径搜索(能够不局限于扇区这一概念来进行路径搜索)。此外，使用了所有用户公用的固定的多波束，所以解调处理变得容易。
另一方面，单波束瑞克合并后信号生成部31-1～31-B以波束为单位来生成瑞克合并后信号。这里，上述各单波束瑞克合并后信号生成部具备同样的结构，所以用单波束瑞克合并后信号生成部31-1的结构来说明其动作。
首先，每个路径具备的解扩部50根据接受的时间上/空间上的路径位置信息，对每个路径(路径#1～路径#P)进行解扩。然后，解扩后的信号被输出到SIR估计部41、每个路径具备的延迟器51、传输线路估计部52及干扰功率估计部53。
例如，与路径#1对应的传输线路估计部52用图6所示的以时隙为单位的导频符号，来计算路径#1的传输线路估计值。与路径#1对应的复共轭计算部54计算上述传输线路估计值的复共轭。然后，与路径#1对应的复数乘法器55将上述复共轭值、和延迟器51延迟了规定时间的解扩后的信号相乘，输出进行了与信号振幅成正比的加权及除去了相位变动的路径#1的信号。通过同样的处理，分别输出路径#2～路径#P的信号，合并部43按相同的定时合并所有路径#1～路径#P的信号。
此外，与路径#1对应的干扰功率估计部53接受解扩后的信号，根据与波束#1的路径#1对应的解扩后的信号y1，1(ks，j)(其中，ya，b(ks，j)是复数，a表示波束#a，b表示路径#b，ks是时隙，j是第ks个时隙中的第j个导频符号)，来计算干扰功率。首先，干扰功率估计部53除去第ks个时隙内的导频符号Ps(ks，j)(其中，|Ps(ks，j)|＝1)的调制分量后，在所有符号范围内进行同相相加，计算波束#1的路径#1上的第ks个时隙的传输线路估计值η1，1(ks)(其中，ηa，b(ks)是复数)。接着，干扰功率估计部53用算出的传输线路估计值和上述解扩后的信号y1，1(ks，j)，根据(3)式，来计算与波束#1的路径#1对应的第ks个时隙的干扰功率σ1，12(ks)(其中，σa，b2(ks)是复数)。
σ1,12(ks)=1PΣj=1P|y1,1(ks,j)·Ps*(ks,j)-η1,1(ks)|2···(3)]]>其中，Ps*(ks，j)是Ps(ks，j)的复共轭值，Ps表示1个时隙中的导频符号数。
进而，根据式(4)，在多个时隙范围内对得到的第ks个时隙的干扰功率σ1，12(ks)进行平均处理，这里，算出波束#1的路径#1上的第ks个时隙的干扰功率估计值I1，1(ks)。
I1,1(kS)=1SΣI=0S-1σ1,12(kS-S)···(4)]]>其中，S表示平均所使用的时隙数。
然后，与波束#1的路径#1同样，对波束#1的路径#2～#P也计算根据式(4)来求的干扰功率，平均部42根据式(5)来进行平均，计算与波束#1对应的平均干扰功率。
I1(kS)=1L1Σb=1L1I1,b(kS)···(5)]]>除法(归一化)部44将合并部43输出的合并信号除以接受的波束#1的平均干扰功率，生成/输出用干扰功率归一化过的与波束#1对应的瑞克合并后信号。与波束#1同样，对波束#2～#B也计算该瑞克合并后信号。
合并部33合并与所有波束对应的瑞克合并后信号，生成/输出波束合并后信号。该波束合并后信号作为软判决值，被输出到图1所示的延迟器8-1～8-NL。
此外，与波束#1对应的SIR估计部41计算与波束#1对应的信干比。具体地说，通过与以波束为单位估计出的上述(3)、(4)、(5)式同样的处理，来计算干扰功率。然后，对信号功率进行以下所示的处理。
例如，为了从与波束#1的路径#1对应的解扩后的信号y1，1(ks，j)中提取信号分量，SIR估计部41首先除去第ks个时隙内的导频符号Ps(ks，j)的调制分量后，在所有符号范围内进行同相相加，计算波束#1的路径#1上的第ks个时隙的传输线路估计值η1，1(ks)。然后，通过用上述传输线路估计值根据(6)式计算功率值，来计算第ks个时隙中的波束#1的路径#1的信号功率。
S1，1(kS)＝|η1，1(kS)|2...(6)同样，对第ks个时隙中的波束#1的路径#2～路径#P也计算功率值，SIR估计部41根据(7)式来计算第ks个时隙中的波束#1的信号功率。
S1(kS)=Σb=1L1|η1,b(kS)|2···(7)]]>进而，SIR估计部41如(8)式所示，进行(5)式和(7)式的除法，计算第ks个时隙中的波束#1的SIR估计值。按与波束#1同样的过程，对波束#2～#B也计算该SIR估计值。
SIR1(ks)=S1(ks)I1(ks)···(8)]]>最后，合并部32合并对波束#1～#B算出的所有SIR估计值，生成/输出波束合并后SIR估计值。
接着，说明高速用户多波束干扰消除器解调部(HRUMBICDEM)7-1～7-NH的动作。图7及图8是高速用户多波束干扰消除器解调部7-1～7-NH的结构图。在图7中，34是判决部。对与前述低速用户多波束解调部6-1～6-NL同样的结构附以同一标号并省略其说明。此外，在图8(高速用户多波束干扰消除器解调部内的复本生成部)中，80-1、80-2、...、80-B是单波束复本生成部，81-1～81-P是单路径符号复本生成部，82是乘法器，83是扩频部，84是合并器，85-1～85-B是乘法器。这里，上述各高速用户多波束干扰消除器解调部具备同样的结构，所以用高速用户多波束干扰消除器解调部7-1的结构来说明其动作。
上述高速用户多波束干扰消除器解调部7-1基本上具备与前述低速用户多波束解调部同样的结构，但是不同点在于为了生成复本信号，B个单波束瑞克合并后信号生成部输出与各路径(P个)对应的单波束信道估计值(传输线路估计部52的输出)；设有用于临时判决波束合并后信号的判决部34；以及设有图8所示的复本生成部。
以下，说明与前述不同的动作。首先，判决部34计算为了生成复本信号所需的数据判决值，具体地说，是硬判决值(例如+1、-1)。另一方面，波束合并后信号作为软判决值，被输出到图1所示的延迟器9-1～9-NH。
此外，图8所示的复本生成部如下所示生成单波束复本信号。这里，上述B个单波束复本生成部具备同样的结构，所以用单波束复本生成部80-1的结构来说明其动作。
首先，在单波束复本生成部80-1中，乘法器82以波束#1中检测出的P个路径为单位，将上述P个单波束信道估计值、和上述数据判决值相乘。然后，对波束#1内的每个路径(P个)，输出其乘法结果作为符号复本(单波束符号复本#1～#B)。
此外，扩频部83接受对每个路径得到的乘法结果，以路径为单位来设置扩频的定时，根据路径检测部30得到的路径位置信息(时间/空间)来进行扩频。合并部84合并与P个路径对应的扩频结果。按与波束#1同样的过程，对波束#2～#B也计算该合并结果。
乘法器85-1～85-B将每个波束的合并结果乘以α(0＜α≤1)这一系数，生成单波束复本信号#1～#B。
这里，说明使用了上述低速用户多波束解调部6-1～6-NL及高速用户多波束干扰消除器解调部7-1～7-NH的情况下的效果。
(1)由于用固定的多波束进行接收，所以不像在使用自适应阵列天线算法的情况下，为了使波束形成收敛而需要现有技术那样的长时间，能够改善接收SIR。此外，由于干扰功率可能以多波束的波束为单位而异，所以用导频符号和估计出的干扰功率，对单波束瑞克合并后信号进行归一化。因此，也能够容易地接收分组、随机接入信道(RACH)等接近时隙长度、而且时间长度短的信号。
(2)此外，对检测出的路径，由于需要也考虑检测出的波束(空间位置)上的干扰功率，所以以路径为单位，用固定波束内的干扰功率进行归一化，其结果是，算出每个路径的SIR值。然后，通过以用户为单位合并检测出的每个路径的SIR值(考虑到干扰功率的一种最大比合并)，来计算发送功率控制用SIR值。由此，能够算出考虑到以波束为单位的干扰功率的差异的发送功率用SIR值。
(3)此外，由于考虑到高速TPC的衰落变动的跟踪性，所以用根据干扰消除前的信号算出的SIR值(由上述低速用户多波束解调部及高速用户多波束干扰消除器解调部生成)、和根据干扰消除后的信号算出的SIR值(由后述低速用户自适应波束解调部及高速用户自适应波束解调部生成)，与干扰消除器改善的量相应，来校正SIR值(由后述SIR校正部16实施)。由此，在高速TPC(发送功率控制)中也能够容易地应付。
接着，减法器11-1、11-2、...、11-B接受延迟器10-1～10-B延迟后的单波束信号#1～#B、和上述各高速用户多波束干扰消除器解调部生成的单波束复本信号#1～#B。然后，通过从单波束信号#1～#B中分别减去对应的单波束复本信号#1～#B，来除去高速用户造成的干扰分量。
然后，上述干扰分量除去后的单波束信号#1～#B被输出到低速用户自适应波束解调部12-1～12-NL及高速用户自适应波束解调部15-1～15-NH。
接着，说明低速用户自适应波束解调部(LRUABDEM)12-1～12-NL的动作。图9是低速用户自适应波束解调部12-1～12-NL的结构图。在图9中，90-1～90-P是单路径衰落补偿部，91是合并器，92是判决部，93是SIR估计部，201-1、201-2、...、201-B是解扩部，202是权重生成部，203是乘法部，204是合并器，205是传输线路估计部，206是复共轭计算部，207是乘法器。这里，上述各低速用户自适应波束解调部具备同样的结构，所以低速用户自适应波束解调部12-1的结构来说明其动作。
低速用户自适应波束解调部12-1从减法器11-1～11-B接受干扰除去后单波束信号#1～#B。此外，从低速用户多波束解调部6-1的路径检测部30接受路径位置信息(时间/空间)。以下，由于上述各单路径衰落补偿部具备同样的结构，所以用单路径衰落补偿部90-1的结构来说明其动作。假设单路径衰落补偿部90-1将B个多波束中检测出的时间上的位置相同的路径看作同一路径。
在单路径衰落补偿部90-1中，与路径#1对应的解扩部201-1～201-B按从上述路径位置信息中得到的定时，以波束为单位，对上述干扰除去后单波束信号进行解扩。
与路径#1对应的权重生成部202接受上述路径位置信息、每个波束的解扩后信号、以及后述自适应波束形成后的判决值，通过LMS、RLS、SMI等MMSE准则的算法，来计算权重。作为权重的初值，由于用多个固定多波束接收了时间上的位置相同的路径，所以设置多个固定多波束的权重相加结果(由此，能够加快用于波束形成的算法的收敛)。
与路径#1对应的乘法部203例如将权重生成部202生成的路径#1的权重矢量W1＝[w11，w12，...，w1B]T(在权重矢量的元素wij中，i表示路径号码，j表示波束号码)与上述解扩后信号相乘。
与路径#1对应的合并器204合并上述乘法结果，生成与路径#1对应的自适应波束形成后信号。该自适应波束形成后信号被输出到传输线路估计部205和SIR估计部93。传输线路估计部205、复共轭计算部206及SIR估计部93的处理与前述传输线路估计部52、复共轭计算部54及SIR估计部41的处理相同，所以省略其说明。
与路径#1对应的乘法器207通过将上述自适应波束形成后信号乘以复共轭计算部206算出的复共轭值，来进行衰落补偿。按与路径#1同样的过程，对路径#2～#P也计算衰落补偿后的自适应波束形成后信号。
合并器91合并上述P个衰落补偿后的自适应波束形成后信号，输出软判决值作为合并结果。最后，判决部92根据上述软判决值来进行用于生成权重的硬判决。
这样，上述低速用户自适应波束解调部通过只接受除去了高速用户的干扰后的单波束信号、即低速用户的信号，能够提高解调精度。
接着，说明高速用户自适应波束解调部(HRUABDEM)15-1～15-NH的动作。图10是高速用户自适应波束解调部15-1～15-NH的结构图。在图10中，210-1～210-P是单路径衰落补偿部，211-1、211-2、...、211-B是乘法器，212-1、212-2、...、212-B是加法器。这里，上述各高速用户自适应波束解调部具备同样的结构，所以用高速用户自适应波束解调部15-1的结构来说明其动作。
这里，只说明与前述低速用户自适应波束解调部不同的动作。高速用户自适应波束解调部15-1从减法器11-1～11-B接受干扰除去后单波束信号#1～#B。此外，从高速用户多波束干扰消除器解调部7-1接受路径位置信息(时间/空间)和单波束符号复本#1～#B。这里，上述各单路径衰落补偿部具备同样的结构，所以用单路径衰落补偿部210-1的结构来说明其动作。
首先，在单路径衰落补偿部210-1中，乘法器211-1～211-B将单波束符号复本#1～#B和系数α(0＜α＜1)分别相乘。然后，加法器212-1～212-B将上述各乘法结果和每个波束的解扩信号分别相加。
与路径#1对应的权重生成部202接受路径位置信息、上述每个波束的加法结果、以及自适应波束形成后的判决值，通过LMS、RLS、SMI等MMSE准则的算法，来计算权重(与低速用户自适应波束解调部同样)。
与路径#1对应的乘法部203例如将权重生成部202生成的路径#1的权重矢量W1＝[w11，w12，...，w1B]T(在权重矢量的元素wij中，i表示路径号码，j表示波束号码)的各元素与上述每个波束的加法结果分别相乘。以后的处理与前述低速用户自适应波束解调部相同，所以省略说明。
这样，上述高速用户自适应波束解调部通过接受干扰除去后的单波束信号，能够提高解调精度。
接着，说明SIR校正部13及16的动作。图11是SIR校正部13及16的结构图。在图11中，220、225是减法器，221是平均值计算部，222是延迟器，223是比较器，224是乘法器。这里，上述SIR校正部13及16具备同样的结构，所以用SIR校正部13的结构来说明其动作。
SIR校正部13接受各低速用户多波束解调部输出的波束合并后SIR值、和各低速用户自适应波束解调部输出的SIR值。
减法器220从波束合并后SIR值中减去SIR值。平均值计算部221在多个时隙范围内进行平均处理，计算SIR校正量。乘法器224根据比较器223输出的“0”、“1”选择信号来进行乘法处理。这里，在比较器223的输出为“1”的情况下，进行SIR校正；而在为“0”的情况下，不进行校正。减法器225从低速用户多波束解调部输出的SIR值中减去上述SIR校正量，输出高速TPC用的校正过的SIR值。
此外，考虑到干扰消除之前的处理延迟，来自低速用户多波束解调部的SIR值由延迟器222予以延迟，使其与来自低速用户自适应波束解调部的SIR值处于同一时刻，输入到比较器223中。比较器223比较延迟后的SIR值和来自低速用户自适应波束解调部的SIR值。这里，例如如图11所示，在X大于或等于Y时输出选择信号“1”，在X＜Y时输出选择信号“0”。该选择信号在后述软判决数据选择部中也用作用于选择SIR值大的解调部的软判决值的选择信号。
这里，说明使用了上述SIR校正部的情况下的效果。
(1)例如，在低速用户自适应波束解调部及高速用户自适应波束解调部中的用于波束形成的算法收敛之前，有时可能未能充分抑制干扰，低速用户多波束解调部及高速用户多波束干扰消除器解调部的SIR值处于良好的状态。在此情况下，通过利用SIR值大的解调结果，能够改善解调特性。
(2)通过从多波束解调时的波束合并后SIR值中减去自适应波束解调时的SIR值来计算SIR值的校正量，用该校正量对上述多波束解调时的SIR值加以校正。由此，能够得到考虑了改善量的SIR值。
(3)此外，在用于波束形成的算法收敛之前，有时自适应波束解调时的SIR值比多波束解调时的SIR值差。在此情况下，为了不增加发送功率，使用多波束解调时的SIR值。再者，在自适应波束解调时的SIR值比多波束解调时的SIR值的状态好时不进行校正，否则进行校正。由此，能够实现抑制了发送功率的良好的高速TPC。
接着，说明软判决数据选择部14及17的动作。这里，上述软判决数据选择部14及17进行同样的处理，所以特别说明软判决数据选择部14的动作。
为了使为每个用户得到的来自低速用户多波束解调部的软判决值、和为每个用户得到的来自低速用户自适应波束解调部的软判决值同时被输入到软判决数据选择部14中，图1所示的延迟器8-1～8-NL对来自低速用户多波束解调部6-1～6-NL的软判决值予以延迟。软判决数据选择部14根据上述选择信号来选择/输出SIR值好的软判决值。即，如果X大于或等于Y(或X＞Y)则选择X侧的软判决值，如果X＜Y(或X≤Y)则选择Y侧的软判决值。
这里，说明使用了上述软判决数据选择部的情况下的效果。
(1)在低速用户的情况下，选择来自SIR估计值更好的状态的解调部的软判决值。因此，即使在对分组等时间长度短的发送数据进行解调的情况下，或者在移动台高速移动的情况下等，形成自适应波束的算法不充分收敛、不能充分改善SIR值的状况下，也能够得到良好的解调结果。
(2)在高速用户的情况下，也与上述同样，选择来自SIR估计值更好的状态的解调部的软判决值。因此，即使在对分组等时间长度短的发送数据进行解调的情况下，或者在移动台高速移动的情况下等，不能充分进行干扰消除的状况下，或者形成自适应波束的算法不充分收敛、不能充分改善SIR值的状况下，也能够得到良好的解调结果。
以上，在本实施方式中，低速用户多波束解调部及高速用户多波束干扰消除器解调部以多波束中的波束为单位来除去干扰分量，输出干扰分量除去后的软判决值作为解调结果。接着，低速用户自适应波束解调部及高速用户自适应波束解调部用干扰分量除去后的单波束信号进行解调处理，输出软判决值作为解调结果。然后，上述低速用户用的各解调部分别根据单独估计的SIR来选择输出最佳的软判决值。同样，上述高速用户用的各解调部也分别根据单独估计的SIR来选择输出最佳的软判决值。由此，能够得到良好的解调特性。
在本实施方式中，为了便于说明，将低速用户多波束解调部和高速用户多波束干扰消除器解调部作为分离的结构进行了说明，但是不限于此，也可以共享低速用户多波束解调部和高速用户多波束干扰消除器解调部中相同的结构。在此情况下，高速用户多波束干扰消除器解调部与上述同样由图7及图8构成，而低速用户多波束解调部不是由上述图4，而是由图7构成。
实施方式2.
在前述实施方式1中，通过输入多波束的自适应波束形成进行了解调处理。相反，在实施方式2中，通过用输入以天线元为单位的信号的自适应天线解调器进行波束形成来进行解调处理。
图12是本发明的干扰消除器的实施方式2的结构图。在图12中，230-1、...、230-NH是逆波束成形部，231-1、231-2、231-3、...、231-N是延迟器，232-1、232-2、232-3、...、232-N是减法器，233-1、...、233-NL是低速用户自适应天线解调部(LRUAADEM)，234-1、...、234-NH是高速用户自适应天线解调部(HRUAADEM)。对与前述实施方式1同样的结构附以同一标号并省略其说明。
这里，说明本实施方式的干扰消除器的特征动作。在本实施方式中，只说明与前述实施方式1不同的动作。
逆波束成形部230-1～230-NH用(9)式进行逆波束成形处理。例如，与实施方式1同样，假设用于形成单波束信号#1～#B的权重矢量分别为M1＝[M11，M12，...，M1N]T、M2＝[M21，M22，...，M2N]T、...、MB＝[MB1，MB2，...，MBN]T，则逆波束成形用的权重可以用(1)式所示的矩阵M的逆矩阵M-1来表示。
M-1=M11M12···M1NN21N22···M2N·········NB1MB2···MBN-1···(9)]]>逆波束成形部230-1～230-NH将各高速用户多波束干扰消除器解调部(7-1～7-NH)输出的单波束复本信号#1～#B的矢量表现rz＝[rz1，rz2，...，rzB]T、和单波束符号复本#1～#B的矢量表现rv＝[rv1，rv2，...，rvB]T分别乘以该逆矩阵M-1。由此，能够得到逆波束成形后单波束复本信号rzI＝[rzI1，rzI2，...，rzIN]T及逆波束成形后单波束符号复本rvI＝[rvI1，rvI2，...，rvIN]T。其中，N表示天线的个数。
即，上述运算分别根据式(10)、式(11)来进行。
rzI＝M-1·rz ...(10)rvI＝M-1·rv ...(11)然后，从逆波束成形部230-1～230-NH输出的逆波束成形后复本信号rzI的各元素被输出到用于消除干扰分量的减法器232-1～232-N。此外，逆波束成形后单波束符号复本rvI的各元素被输出到高速用户自适应天线解调部234-1～234-N。
这样，在使用了上述逆波束成形部的情况下，用固定的多波束来生成高速用户的干扰复本，所以波束形成之前的收敛时间不成问题。此外，能够使用预先算出的逆波束成形用的固定的权重，所以无需经常进行逆矩阵运算，所以信号处理变得容易。
接着，减法器232-1～232-N接受延迟器231-1～231-N延迟后的单天线信号#1～#N、和上述各逆波束成形部230-1～230-N生成的逆波束成形后复本信号rzI的各元素(#1～#N)。然后，通过从单天线信号#1～#N中分别减去对应的逆波束成形后复本信号#1～#N，来除去高速用户的干扰分量。
然后，上述干扰分量除去后的单天线信号#1～#N被输出到低速用户自适应天线解调部233-1～233-NL及高速用户自适应天线解调部234-1～234-NH。
接着，说明低速用户自适应天线解调部(LRUAADEM)233-1～233-NL的动作。图13是低速用户自适应天线解调部233-1～233-NL的结构图，与前述各低速用户自适应波束解调部12-1～12-NL。这里，上述各低速用户自适应天线解调部具有同样的结构，所以用低速用户自适应天线解调部233-1的结构来说明其动作。
低速用户自适应天线解调部233-1从减法器232-1～232-N接受干扰除去后单天线信号#1～#N。此外，从低速用户多波束解调部6-1的路径检测部30接受路径位置信息(时间/空间)。以下，由于各单路径衰落补偿部(90-1～90-P)具备同样的结构，所以用单路径衰落补偿部90-1的结构来说明其动作。单路径衰落补偿部90-1将B个多波束中检测出的时间上的位置相同的路径看作同一路径。
在单路径衰落补偿部90-1中，与路径#1对应的解扩部201-1～201-N按从上述路径位置信息中得到的定时，以天线为单位，对上述干扰除去后单天线信号进行解扩。
与路径#1对应的权重生成部202接受上述路径位置信息、每个天线的解扩后信号以及后述自适应天线的波束形成后的判决值，通过LMS、RLS、SMI等MMSE准则的算法，来计算权重。由于用多个固定多波束来接收时间上的位置相同的路径，所以将多个固定多波束的权重相加结果(由此，能够加快用于波束形成的算法的收敛)设置为权重的初值。
与路径#1对应的乘法部203例如将权重生成部202生成的路径#1的权重矢量W1＝[w11，w12，...，w1N]T(在权重矢量的元素wij中，i表示路径号码，j表示天线号码)与上述解扩后信号相乘。
与路径#1对应的合并器204合并上述乘法结果，生成与路径#1对应的自适应天线的波束形成后信号。该自适应天线的波束形成后信号被输出到传输线路估计部205和SIR估计部93。传输线路估计部205、复共轭计算部206及SIR估计部93的处理与前述传输线路估计部52、复共轭计算部54及SIR估计部41的处理相同，所以省略其说明。
与路径#1对应的乘法器207通过将上述波束形成后信号乘以复共轭计算部206算出的复共轭值，来进行衰落补偿。按与路径#1同样的过程，对路径#2～#P也计算衰落补偿后的波束形成后信号。
合并器91合并上述P个衰落补偿后的波束形成后信号，输出软判决值作为合并结果。最后，判决部92根据上述软判决值来进行用于权重生成的硬判决。
这样，上述低速用户自适应天线解调部通过只接受除去了高速用户造成的干扰后的单天线信号、即低速用户的信号，能够提高解调精度。
接着，说明高速用户自适应天线解调部(HRUAADEM)234-1～234-NH的动作。图14是高速用户自适应天线解调部234-1～234-NH的结构图，与前述各高速用户自适应波束解调部15-1～15-NH相同。这里，上述各高速用户自适应天线解调部具备同样的结构，所以用高速用户自适应天线解调部234-1的结构来说明其动作。
这里，只说明与前述低速用户自适应天线解调部不同的动作。高速用户自适应天线解调部234-1从减法器232-1～232-N接受干扰除去后单天线信号#1～#N。此外，从高速用户多波束干扰消除器解调部7-1接受路径位置信息(时间/空间)，从逆波束成形部230-1～230-NH接受逆波束成形后单天线符号复本#1～#N。这里，上述各单路径衰落补偿部具备同样的结构，所以用单路径衰落补偿部210-1的结构来说明其动作。
首先，在单路径衰落补偿部210-1中，乘法器211-1～211-N将逆波束成形后单天线符号复本#1～#N和系数α(0＜α＜1)分别相乘。然后，加法器212-1～212-N将上述各乘法结果和每个天线的解扩信号分别相加。
与路径#1对应的权重生成部202接受路径位置信息、上述每个天线的加法结果、以及自适应天线的波束形成后的判决值，通过LMS、RLS、SMI等MMSE准则的算法，来计算权重(与低速用户自适应天线解调部同样)。
与路径#1对应的乘法部203例如将权重生成部202生成的路径#1的权重矢量W1＝[w11，w12，...，w1N]T(在权重矢量的元素wij中，i表示路径号码，j表示天线号码)的各元素与上述每个天线的加法结果分别相乘。以后的处理与前述低速用户自适应天线解调部相同，所以省略说明。
这样，上述高速用户自适应天线解调部通过接受干扰除去后的单天线信号，能够提高解调精度。
接着，说明使用了与实施方式1同样的SIR校正部13及16(请参照图11)的情况下的效果。
(1)例如，在低速用户自适应天线解调部及高速用户自适应天线解调部中的用于波束形成的算法收敛之前，有时可能未能充分抑制干扰，低速用户多波束解调部及高速用户多波束干扰消除器解调部的SIR值处于良好的状态。在此情况下，通过利用SIR值大的解调结果，能够改善解调特性。
(2)通过从多波束解调时的波束合并后SIR值中减去自适应天线解调时的SIR值来计算SIR值的校正量，用该校正量对上述多波束解调时的SIR值加以校正。由此，能够得到考虑了改善量的SIR值。
(3)此外，在用于波束形成的算法收敛之前，有时自适应天线解调时的SIR值比多波束解调时的SIR值差。在此情况下，为了不增加发送功率，使用多波束解调时的SIR值。再者，在自适应天线解调时的SIR值比多波束解调时的SIR值的状态好时不进行校正，否则进行校正。由此，能够实现抑制了发送功率的良好的高速TPC。
以上，在本实施方式中，低速用户多波束解调部及高速用户多波束干扰消除器解调部以多波束中的波束为单位来除去干扰分量，输出干扰分量除去后的软判决值作为解调结果。接着，低速用户自适应天线解调部及高速用户自适应天线解调部用干扰分量除去后的以天线元为单位的信号来进行解调处理，输出软判决值作为解调结果。然后，上述低速用户用的各解调部分别根据单独估计的SIR来选择输出最佳的软判决值。同样，上述高速用户用的各解调部也分别根据单独估计的SIR来选择输出最佳的软判决值。由此，能够得到良好的解调特性。
在本实施方式中，为了便于说明，将低速用户多波束解调部和高速用户多波束干扰消除器解调部作为分离的结构进行了说明，但是不限于此，与实施方式1同样，也可以共享低速用户多波束解调部和高速用户多波束干扰消除器解调部中相同的结构。
如上所述，根据本发明，多波束解调部件从多波束成形后的单波束信号中除去干扰分量，输出软判决值作为解调结果。然后，低速用户自适应天线解调部件从多波束成形后的单波束信号中除去高速用户造成的干扰分量，用干扰分量除去后的单波束信号进行解调处理，输出软判决值作为解调结果。这样，由于采用了包括多波束解调部件和自适应波束解调部件的结构，所以具有下述效果例如即使在低速用户自适应波束解调部件中用于波束形成的算法不收敛、未能充分抑制干扰的情况下，也能够通过使用多波束解调部件的解调结果来改善解调特性。
根据下一发明，通过用多波束在空间上进行分离这一简单的方法来估计路径的到来方向，并且对每个波束用干扰功率进行归一化，具有下述效果能够降低干扰波的影响(改善SIR)，所以能够提高路径的检测精度。此外，通过用所有扇区来形成多波束，具有下述效果例如在有可能用多个扇区来接收来自1个用户的信号的基站中，能够进行小区全方位的路径搜索。此外，由于使用了所有用户公共的固定多波束，所以具有下述效果解调处理变得容易。
根据下一发明，由于用固定多波束进行了接收，所以具有下述效果不像在使用自适应阵列天线的算法的情况下，为了使波束形成收敛而需要现有技术那样的长时间，能够改善接收SIR。此外，干扰功率有可能以多波束的波束为单位而异，所以用导频符号和估计出的干扰功率，对单波束瑞克合并后信号进行归一化。因此，具有下述效果也能够容易地接收分组、随机接入信道(RACH)这样接近时隙长度、而且时间长度短的信号。
根据下一发明，低速用户自适应波束解调部件接受除去了高速用户造成的干扰后的单波束信号，即只接受低速用户的信号，所以具有下述效果能够大幅度提高解调精度。
根据下一发明，由于从状态良好的解调部件自适应地选择输出了软判决值，所以即使在形成自适应波束的算法不充分收敛、不能充分改善SIR值的状况下，也能够得到良好的解调结果。
根据下一发明，例如低速用户自适应波束解调部件有可能在用于波束形成的算法收敛之前未能充分抑制干扰。即，有时多波束解调部件的SIR值一方处于良好的状态。在这种情况下，通过利用SIR值大的一方的解调结果，具有下述效果能够改善解调特性。此外，在自适应波束解调时的SIR值比多波束解调时的SIR值良好的状态时不进行校正，否则进行校正。由此，具有下述效果能够实现抑制了发送功率的良好的高速TPC。
根据下一发明，通过从多波束解调时的SIR值中减去自适应波束解调时的SIR值来计算SIR值的校正量，用该校正量对多波束解调时的SIR值加以校正。由此，能够得到考虑了改善量的SIR值。
根据下一发明，选择了来自SIR估计值的状态更好的解调部件的软判决值。因此，具有下述效果即使在对分组等时间长度短的发送数据进行解调的情况下，或者在移动台高速移动的情况下等，形成自适应波束的算法不充分收敛、不能充分改善SIR值的状况下，也能够得到良好的解调结果。
根据下一发明，多波束解调部件从多波束成形后的单波束信号中除去干扰分量，输出软判决值作为解调结果。然后，高速用户自适应波束解调部件从多波束成形后的单波束信号中除去高速用户造成的干扰分量，用干扰分量除去后的单波束信号进行解调处理，输出软判决值作为解调结果。这样，由于采用了包括多波束解调部件和自适应波束解调部件的结构，所以具有下述效果例如即使在高速用户自适应波束解调部件中用于波束形成的算法不收敛、未能充分抑制干扰的情况下，也能够通过使用多波束解调部件的解调结果来改善解调特性。
根据下一发明，高速用户自适应波束解调部件接受干扰除去后的单波束信号，所以具有下述效果能够大幅度提高解调精度。
根据下一发明，由于从状态良好的解调部件自适应地选择输出了软判决值，所以即使在形成自适应波束的算法不充分收敛、不能充分改善SIR值的状况下，也能够得到良好的解调结果。
根据下一发明，例如高速用户自适应波束解调部件有可能在用于波束形成的算法收敛之前未能充分抑制干扰。即，有时多波束解调部件的SIR值一方处于良好的状态。在这种情况下，通过利用SIR值大的一方的解调结果，具有下述效果能够改善解调特性。此外，在自适应波束解调时的SIR值比多波束解调时的SIR值良好的状态时不进行校正，否则进行校正。由此，具有下述效果能够实现抑制了发送功率的良好的高速TPC。
根据下一发明，通过从多波束解调时的SIR值中减去自适应波束解调时的SIR值来计算SIR值的校正量，用该校正量对多波束解调时的SIR值加以校正。由此，能够得到考虑了改善量的SIR值。
根据下一发明，选择了来自SIR估计值的状态更好的解调部件的软判决值。因此，具有下述效果即使在对分组等时间长度短的发送数据进行解调的情况下，或者在移动台高速移动的情况下等，不能充分进行干扰消除的状况下，或者在形成自适应波束的算法不充分收敛、不能充分改善SIR值的状况下，也能够得到良好的解调结果。
根据下一发明，多波束解调部件从多波束成形后的单波束信号中除去干扰分量，输出软判决值作为解调结果。然后，低速用户自适应波束解调部件从以天线元为单位的信号中除去高速用户造成的干扰分量，用干扰分量除去后的以天线元为单位的信号进行解调处理，输出软判决值作为解调结果。这样，由于采用了包括多波束解调部件和自适应波束解调部件的结构，所以具有下述效果例如即使在低速用户自适应波束解调部件中用于自适应天线的波束形成的算法不收敛、未能充分抑制干扰的情况下，也能够通过使用多波束解调部件的解调结果来改善解调特性。
根据下一发明，通过用多波束在空间上进行分离这一简单的方法来估计路径的到来方向，并且对每个波束用干扰功率进行归一化，具有下述效果能够降低干扰波的影响(改善SIR)，所以能够提高路径的检测精度。此外，通过用所有扇区来形成多波束，具有下述效果例如在有可能用多个扇区来接收来自1个用户的信号的基站中，能够进行小区全方位的路径搜索。此外，由于使用了所有用户公共的固定多波束，所以具有下述效果解调处理变得容易。
根据下一发明，由于用固定多波束进行了接收，所以具有下述效果不像在使用自适应阵列天线的算法的情况下，为了使波束形成收敛而需要现有技术那样的长时间，能够改善接收SIR。此外，干扰功率有可能以多波束的波束为单位而异，所以用导频符号和估计出的干扰功率，对单波束瑞克合并后信号进行归一化。因此，具有下述效果也能够容易地接收分组、随机接入信道(RACH)这样接近时隙长度、而且时间长度短的信号。
根据下一发明，低速用户自适应波束解调部件接受除去了高速用户造成的干扰后的单波束信号，即只接受低速用户的信号，所以具有下述效果能够大幅度提高解调精度。
根据下一发明，由于从状态良好的解调部件自适应地选择输出了软判决值，所以即使在用自适应天线来形成波束的算法不充分收敛、不能充分改善SIR值的状况下，也能够得到良好的解调结果。
根据下一发明，例如低速用户自适应波束解调部件有可能在用于自适应天线的波束形成的算法收敛之前未能充分抑制干扰。即，有时多波束解调部件的SIR值一方处于良好的状态。在这种情况下，通过利用SIR值大的一方的解调结果，具有下述效果能够改善解调特性。此外，在自适应波束解调时的SIR值比多波束解调时的SIR值良好的状态时不进行校正，否则进行校正。由此，具有下述效果能够实现抑制了发送功率的良好的高速TPC。
根据下一发明，通过从多波束解调时的SIR值中减去自适应波束解调时的SIR值来计算SIR值的校正量，用该校正量对多波束解调时的SIR值加以校正。由此，能够得到考虑了改善量的SIR值。
根据下一发明，选择了来自SIR估计值的状态更好的解调部件的软判决值。因此，具有下述效果即使在对分组等时间长度短的发送数据进行解调的情况下，或者在移动台高速移动的情况下等，用自适应天线来形成波束的算法不充分收敛、不能充分改善SIR值的状况下，也能够得到良好的解调结果。
根据下一发明，多波束解调部件从多波束成形后的单波束信号中除去干扰分量，输出软判决值作为解调结果。然后，高速用户自适应天线解调部件从以天线元为单位的信号中除去高速用户造成的干扰分量，用干扰分量除去后的以天线元为单位的信号进行解调处理，输出软判决值作为解调结果。这样，由于采用了包括多波束解调部件和自适应天线解调部件的结构，所以具有下述效果例如即使在高速用户自适应天线解调部件中用于波束形成的算法不收敛、未能充分抑制干扰的情况下，也能够通过使用多波束解调部件的解调结果来改善解调特性。
根据下一发明，高速用户自适应天线解调部件接受干扰除去后的以天线元为单位的信号，所以具有下述效果能够大幅度提高解调精度。
根据下一发明，由于从状态良好的解调部件自适应地选择输出了软判决值，所以即使在用自适应天线来形成波束的算法不充分收敛、不能充分改善SIR值的状况下，也能够得到良好的解调结果。
根据下一发明，例如高速用户自适应天线解调部件有可能在用于波束形成的算法收敛之前未能充分抑制干扰。即，有时多波束解调部件的SIR值一方处于良好的状态。在这种情况下，通过利用SIR值大的一方的解调结果，具有下述效果能够改善解调特性。此外，在自适应天线解调时的SIR值比多波束解调时的SIR值良好的状态时不进行校正，否则进行校正。由此，具有下述效果能够实现抑制了发送功率的良好的高速TPC。
根据下一发明，通过从多波束解调时的SIR值中减去自适应天线解调时的SIR值来计算SIR值的校正量，用该校正量对多波束解调时的SIR值加以校正。由此，能够得到考虑了改善量的SIR值。
根据下一发明，选择了来自SIR估计值的状态更好的解调部件的软判决值。因此，具有下述效果即使在对分组等时间长度短的发送数据进行解调的情况下，或者在移动台高速移动的情况下等，不能充分进行干扰消除、或者用自适应天线来形成波束的算法不充分收敛、不能充分改善SIR值的状况下，也能够得到良好的解调结果。
产业上的可利用性如上所述，本发明的干扰消除器对移动通信、卫星通信、及室内通信等很有用。
权利要求
1.一种干扰消除器，其特征在于，包括多波束成形部件，用N个以天线元为单位的信号来形成具有固定方向性的B个波束，输出单波束信号；用户单独的多波束解调部件，生成与用上述单波束信号检测出的P个有效路径对应的路径位置信息，进而用上述单波束信号及上述路径位置信息来生成合并了干扰除去后的单波束信号的第1波束合并后信号(软判决值)；用户单独的高速用户复本生成部件，用上述路径位置信息、上述第1波束合并后信号、及生成上述第1波束合并后信号时为每个路径算出的传输线路估计结果，来生成单波束复本信号及符号复本；干扰分量除去部件，从延迟了上述单波束复本信号生成处理所花费的时间的上述单波束信号中，减去对应的单波束复本信号，来除去高速用户造成的干扰分量；以及用户单独的低速用户自适应波束解调部件，通过对上述干扰分量除去后的单波束信号实施每个路径的权重控制来形成自适应波束，然后合并每个路径的自适应波束形成后信号来生成第1自适应波束合并后信号(软判决值)。
2.如权利要求1所述的干扰消除器，其特征在于，上述多波束解调部件包括单波束路径检测部件，以上述单波束信号为单位，用该信号中包含的每个时隙的已知序列来生成平均功率延迟分布，从该平均功率延迟分布中检测与有用信号对应的路径；和路径选择部件，从上述检测出的路径的平均功率值大的一方起依次选择P个路径，输出与选择出的路径对应的时间上/空间上的位置作为路径位置信息。
3.如权利要求1所述的干扰消除器，其特征在于，上述多波束解调部件包括瑞克合并部件，以路径为单位对上述单波束信号进行传输线路估计，用每个路径的传输线路估计值对该单波束信号进行解调后，对每个路径的解调信号进行瑞克合并；归一化部件，以路径为单位对上述单波束信号进行干扰功率估计，用该每个路径的干扰功率估计值对瑞克合并后的解调信号进行归一化；以及波束合并后信号生成部件，合并所有归一化后信号来生成上述第1波束合并后信号。
4.如权利要求1所述的干扰消除器，其特征在于，上述低速用户自适应波束解调部件包括第1权重控制部件，根据上述干扰分量除去后的单波束信号、上述路径位置信息、以及上述第1自适应波束合并后信号的硬判决结果，通过规定的算法来进行权重控制；第1自适应波束形成后信号生成部件，合并上述权重控制后的信号并以路径为单位来生成自适应波束形成后信号；第1衰落补偿部件，对上述每个路径的自适应波束形成后信号进行衰落补偿；以及第1软判决值输出部件，合并为上述每个路径得到的衰落补偿后的自适应波束形成后信号，输出第1自适应波束合并后信号作为其合并结果。
5.如权利要求1所述的干扰消除器，其特征在于，包括第1选择部件，用规定的准则来自适应地选择输出上述第1波束合并后信号、和上述第1自适应波束合并后信号。
6.如权利要求5所述的干扰消除器，其特征在于，包括第1 SIR校正部件，用上述单波束信号中包含的每个时隙的已知序列及上述路径位置信息来计算第1 SIR估计值，另一方面，根据上述低速用户自适应波束解调部件内的自适应波束形成后信号来计算第2 SIR估计值，比较该第1及第2 SIR估计值，根据其比较结果来自适应地校正SIR值。
7.如权利要求6所述的干扰消除器，其特征在于，上述第1 SIR校正部件包括第1减法部件，从上述第1 SIR估计值中减去上述第2 SIR估计值；第1校正量计算部件，在多个时隙范围内对上述减法结果进行平均来计算SIR校正量；以及第1比较/校正部件，比较上述第1 SIR估计值和上述第2 SIR估计值，在“第2 SIR估计值大于或等于第1 SIR估计值(或第2 SIR估计值＞第1 SIR估计值)”时校正SIR值。
8.如权利要求6所述的干扰消除器，其特征在于，上述第1选择部件选择与上述第1及第2 SIR估计值中较好的SIR估计值对应的软判决值。
9.如权利要求1所述的干扰消除器，其特征在于，包括用户单独的高速用户自适应波束解调部件，将上述干扰分量除去后的单波束信号单独加上上述单波束符号复本，通过对该加法结果实施每个路径的权重控制来形成自适应波束，然后合并每个路径的自适应波束形成后信号来生成第2自适应波束合并后信号(软判决值)。
10.如权利要求9所述的干扰消除器，其特征在于，上述高速用户自适应波束解调部件包括加法部件，对上述干扰分量除去后的单波束信号将上述单波束符号复本加权相加；第2权重控制部件，根据上述加权相加后的单波束信号、上述路径位置信息、以及上述第2自适应波束合并后信号的硬判决结果，通过规定的算法来进行权重控制；第2自适应波束形成后信号生成部件，合并上述权重控制后的信号并以路径为单位来生成自适应波束形成后信号；第2衰落补偿部件，对上述每个路径的自适应波束形成后信号进行衰落补偿；以及第2软判决值输出部件，合并为上述每个路径得到的衰落补偿后的自适应波束形成后信号，输出第2自适应波束合并后信号作为其合并结果。
11.如权利要求9所述的干扰消除器，其特征在于，包括第2选择部件，用规定的准则来自适应地选择输出上述第1波束合并后信号、和上述第2自适应波束合并后信号。
12.如权利要求11所述的干扰消除器，其特征在于，包括第2 SIR校正部件，用上述单波束信号中包含的每个时隙的已知序列及上述路径位置信息来计算第3 SIR估计值，另一方面，根据上述高速用户自适应波束解调部件内的自适应波束形成后信号来计算第4 SIR估计值，比较该第3及第4 SIR估计值，根据其比较结果来自适应地校正SIR值。
13.如权利要求12所述的干扰消除器，其特征在于，上述第2 SIR校正部件包括第2减法部件，从上述第3 SIR估计值中减去上述第4 SIR估计值；第2校正量计算部件，在多个时隙范围内对上述减法结果进行平均来计算SIR校正量；以及第2比较/校正部件，比较上述第3 SIR估计值和上述第4 SIR估计值，在“第4 SIR估计值大于或等于第3 SIR估计值(或第4 SIR估计值＞第3 SIR估计值)”时校正SIR值。
14.如权利要求12所述的干扰消除器，其特征在于，上述第2选择部件选择与上述第3及第4 SIR估计值中较好的SIR估计值对应的软判决值。
15.一种干扰消除器，其特征在于，包括多波束成形部件，用N个以天线元为单位的信号来形成具有固定方向性的B个波束，输出单波束信号；用户单独的多波束解调部件，生成与用上述单波束信号检测出的P个有效路径对应的路径位置信息，进而用上述单波束信号及上述路径位置信息来生成合并了干扰除去后的单波束信号的第1波束合并后信号(软判决值)；用户单独的高速用户复本生成部件，用上述路径位置信息、上述第1波束合并后信号、及生成上述第1波束合并后信号时为每个路径算出的传输线路估计结果，来生成单波束复本信号及符号复本；逆波束成形部件，对上述单波束复本信号及上述单波束符号复本进行逆波束成形，生成N个逆波束成形后复本信号及(B×P)个逆波束成形后符号复本；干扰分量除去部件，从延迟了上述逆波束成形后复本信号生成处理所花费的时间的上述以天线元为单位的信号中，减去对应的逆波束成形后复本信号，来除去高速用户造成的干扰分量；以及用户单独的低速用户自适应天线解调部件，通过对上述干扰分量除去后的以天线元为单位的信号实施每个路径的权重控制来形成自适应天线的波束，然后合并每个路径的波束形成后信号来生成第2波束合并后信号(软判决值)。
16.如权利要求15所述的干扰消除器，其特征在于，上述多波束解调部件包括单波束路径检测部件，以上述单波束信号为单位，用该信号中包含的每个时隙的已知序列来生成平均功率延迟分布，从该平均功率延迟分布中检测与有用信号对应的路径；和路径选择部件，从上述检测出的路径的平均功率值大的一方起依次选择P个路径，输出与选择出的路径对应的时间上/空间上的位置作为路径位置信息。
17.如权利要求15所述的干扰消除器，其特征在于，上述多波束解调部件包括瑞克合并部件，以路径为单位对上述单波束信号进行传输线路估计，用每个路径的传输线路估计值对该单波束信号进行解调后，对每个路径的解调信号进行瑞克合并；归一化部件，以路径为单位对上述单波束信号进行干扰功率估计，用该每个路径的干扰功率估计值对瑞克合并后的解调信号进行归一化；以及波束合并后信号生成部件，合并所有归一化后信号来生成第1波束合并后信号。
18.如权利要求15所述的干扰消除器，其特征在于，上述低速用户自适应天线解调部件包括第1权重控制部件，根据上述干扰分量除去后的以天线元为单位信号、上述路径位置信息、以及上述第2波束合并后信号的硬判决结果，通过规定的算法来进行权重控制；第1波束形成后信号生成部件，合并上述权重控制后的信号并以路径为单位来生成自适应天线的波束形成后信号；第1衰落补偿部件，对上述每个路径的自适应天线的波束形成后信号进行衰落补偿；以及第1软判决值输出部件，合并为上述每个路径得到的衰落补偿后的波束形成后信号，输出第2波束合并后信号作为其合并结果。
19.如权利要求15所述的干扰消除器，其特征在于，包括第1选择部件，用规定的准则来自适应地选择输出上述第1波束合并后信号、和上述第2波束合并后信号。
20.如权利要求19所述的干扰消除器，其特征在于，包括第1 SIR校正部件，用上述单波束信号中包含的每个时隙的已知序列及上述路径位置信息来计算第1 SIR估计值，另一方面，根据上述低速用户自适应天线解调部件内的波束形成后信号来计算第2 SIR估计值，比较该第1及第2 SIR估计值，根据其比较结果来自适应地校正SIR值。
21.如权利要求20所述的干扰消除器，其特征在于，上述第1 SIR校正部件包括第1减法部件，从上述第1 SIR估计值中减去上述第2 SIR估计值；第1校正量计算部件，在多个时隙范围内对上述减法结果进行平均来计算SIR校正量；以及第1比较/校正部件，比较上述第1 SIR估计值和上述第2 SIR估计值，在“第2 SIR估计值大于或等于第1 SIR估计值(或第2 SIR估计值＞第1 SIR估计值)”时校正SIR值。
22.如权利要求20所述的干扰消除器，其特征在于，上述第1选择部件选择与上述第1及第2 SIR估计值中较好的SIR估计值对应的软判决值。
23.如权利要求15所述的干扰消除器，其特征在于，包括用户单独的高速用户自适应天线解调部件，将上述干扰分量除去后的以天线元为单位的信号单独加上上述每个波束的逆波束成形后符号复本，通过对该加法结果实施每个路径的权重控制来形成自适应天线的波束，然后合并每个路径的波束形成后信号来生成第3自适应波束合并后信号(软判决值)。
24.如权利要求23所述的干扰消除器，其特征在于，上述高速用户自适应天线解调部件包括加法部件，对上述干扰分量除去后的以天线元为单位的信号将上述每个波束的逆波束成形后符号复本加权相加；第2权重控制部件，根据上述加权相加后的以天线元为单位的信号、上述路径位置信息、以及上述第3波束合并后信号的硬判决结果，通过规定的算法来进行权重控制；第2波束形成后信号生成部件，合并上述权重控制后的信号并以路径为单位来生成自适应天线的波束形成后信号；第2衰落补偿部件，对上述每个路径的自适应天线的波束形成后信号进行衰落补偿；以及第2软判决值输出部件，合并为上述每个路径得到的衰落补偿后的波束形成后信号，输出第3波束合并后信号作为其合并结果。
25.如权利要求23所述的干扰消除器，其特征在于，包括第2选择部件，用规定的准则来自适应地选择输出上述第1波束合并后信号、和上述第3波束合并后信号。
26.如权利要求25所述的干扰消除器，其特征在于，包括第2 SIR校正部件，用上述单波束信号中包含的每个时隙的已知序列及上述路径位置信息来计算第3 SIR估计值，另一方面，根据上述高速用户自适应天线解调部件内的波束形成后信号来计算第4 SIR估计值，比较该第3及第4 SIR估计值，根据其比较结果来自适应地校正SIR值。
27.如权利要求26所述的干扰消除器，其特征在于，上述第2 SIR校正部件包括第2减法部件，从上述第3 SIR估计值中减去上述第4 SIR估计值；第2校正量计算部件，在多个时隙范围内对上述减法结果进行平均来计算SIR校正量；以及第2比较/校正部件，比较上述第3 SIR估计值和上述第4 SIR估计值，在“第4 SIR估计值大于或等于第3 SIR估计值(或第4 SIR估计值＞第3 SIR估计值)”时校正SIR值。
28.如权利要求26所述的干扰消除器，其特征在于，上述第2选择部件选择与上述第3及第4 SIR估计值中较好的SIR估计值对应的软判决值。
全文摘要
低速用户多波束解调部(6－1～6－N
文档编号H04J13/04GK1535511SQ0281489
公开日2004年10月6日 申请日期2002年5月17日 优先权日2001年5月25日
发明者佐野裕康 申请人:三菱电机株式会社