专利名称：数据信号取样装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及从串行传输的信号中抽取给定数据的数据取样装置，特别是涉及抽取利用图象信号的垂直回描期间来进行传输的文字广播的文字数据的文字广播数据取样装置。
背景技术：
作为使用串行传输来传输数据的方式，众所周知的有利用图象信号的垂直回描期间来传输文字广播数据的文字广播方式。
在全世界各地传输与图象信号的垂直回描期间叠加的文字广播数据。图14用表来表示各地区文字广播的种类、叠加了文字广播数据的叠加行和传输时钟的关系。
为了从这样的叠加了文字广播数据的图象信号中抽取该文字广播数据，以往，使用了图13所示的文字广播数据取样装置。下面，参照图13来说明以往的文字广播数据取样装置。
在图13中，1301是图象信号输入端子，输入在垂直回描期间内叠加了文字广播数据的模拟图象信号S1301。1302是A/D转换器，把模拟图象信号S1301转换为数字图象信号S1302。1303是低通滤波器(LPF)，对数字图象信号S1302进行噪声除去处理。1304是同步分离电路，从数字图象信号S1302分离水平同步信号S1304a和垂直同步信号S1304b。1305是限幅电平计算电路，根据水平同步信号S1304a和垂直同步信号S1304b计算除去了所述噪声的信号S1303的最佳限幅电平S1305。1306是双稳态电路，用限幅电平S1305把所述除去了噪声的信号S1303转换为双值化信号S1306。1307是PLL电路，产生与时钟插入(CRI)同步的取样时钟S1307。1308是控制器，控制PLL电路1307。1309是取样电路，根据取样时钟S1307，从双值化信号S1306中抽取文字广播数据S1309。1310是解码电路，对文字广播数据S1309进行解码处理。1311是输出端子，输出进行了解码处理的信号S1310。
下面，说明采用了上述结构的以往的文字广播取样装置的动作。
如果通过图象信号输入端子1301来输入在垂直回描期间叠加了文字广播数据的模拟图象信号S1301，就用A/D转换器1302把该模拟图象信号S1301通过取样时钟fs(MHz)取样，来转换为数字图象信号S1302。该转换的数字图象信号S1302被输出到LPF1303和同步分离电路1304。
对输入到LPF1303的数字图象信号S1302进行噪声除去处理，输出给双稳态电路1306。
而从输入到同步分离电路1304的数字图象信号S1302中分离水平同步信号(HSYNC)S1304a和垂直同步信号(VSYNC)S1304b，输出到限幅电平计算电路1305。然后，在限幅电平计算电路1305中，根据输入的水平同步信号S1304a和垂直同步信号S1304b，从除去了噪声的数字图象信号S1303的给定行和给定位置的文字广播数据，计算出最佳的限幅电平S1305，输出到双稳态电路1306。
在双稳态电路1306中，用由限幅电平计算电路1305计算出的限幅电平S1305把LPF1303的输出信号S1303分别转换为0和1的双值化信号。
在PLL电路1307中，在用于使垂直回描期间内的文字广播信号和取样时钟同步的所谓CRI期间内，进行使传输时钟的周期与相同周期即取样时钟同步的工作，产生与CRI同步的取样时钟S1307。在取样电路1309中，使用取样时钟S1307，从双值化信号S1306中抽取文字广播数据S1309，通过解码电路1310，进行与文字广播的种类相应的误差校正等的解码处理。然后，用解码电路1310进行了解码处理的数据S1310通过输出端子1311输出到显示电路(未图示)，进行与文字广播的种类相应的显示。
但是，在所述以往的文字广播取样装置中，存在着以下问题当使用与PLL电路1307产生的CRI同步的取样时钟S1307来进行文字广播数据的取样时，如果因群延迟等在行的中途使信号产生相移(相位偏移)，则在文字数据中就会产生相移，从而导致取样错误。
另外，为了抑制这样的群延迟，就需要多抽头的滤波器，即用于进行高次波形均衡的滤波器，但是这种滤波器的电路规模较大，因而存着在使装置整体的电路规模变大这一问题。
发明内容
鉴于以上所述问题的存在，本发明的目的在于提供一种即使在文字广播信号的行的中途产生了相移，也不会发生文字广播信号取样错误的数据信号取样装置。
为了解决以上所述问题，本发明1的数据信号取样装置，从由外部串行传送的输入图象信号中抽取给定的数据信号，其特征在于包括以给定频率的取样时钟对所述输入图象信号进行取样，转换为数字图象信号的A/D转换部件；计算用于从所述数字图象信号来判定所述输入图象信号的0或1的限幅电平的限幅电平计算部件；使用所述限幅电平把所述数字图象信号转换为双值化信号的双值化部件；计算用于从所述数字图象信号中抽取所述数据信号的取样间隔值的取样间隔计算部件；检测所述双值化信号的从0变化到1或从1变化到0的点即零交叉点的零交叉点检测部件；根据所述零交叉点来计算所述数据信号的相移量的相移量计算部件；按照所述相移量来计算所述取样间隔值的修正量的修正量计算部件；按照所述修正量进行所述取样间隔值的修正，计算取样间隔修正值的取样间隔修正部件；以给定的取样位置为起点，依次计算隔开接近所述取样间隔修正值的间隔而置位的所述双值化信号内的所述数据信号的位置，生成以该数据的位置作为数据取样位置而指定的取样脉冲的取样脉冲发生部件；根据所述取样脉冲，从所述双值化信号中抽取所述数据信号的取样部件。
另外，本发明2的数据信号取样装置为根据本发明1所述的数据信号取样装置，其特征在于所述数据信号是叠加在所述输入图象信号的垂直回描期间上的文字广播信号。
另外，本发明3的数据信号取样装置为根据本发明1所述的数据信号取样装置，其特征在于所述取样间隔计算部件检测用于从所述数字图象信号来进行与所述数据信号的传输时钟取得同步的传输时钟同步取得期间，在该检测的传输时钟同步取得期间内，根据所述传输时钟的周期来计算所述数据信号取样间隔值。
另外，本发明4的数据信号取样装置为根据本发明1所述的数据信号取样装置，其特征在于所述相移量计算部件通过取得所述零交叉点和位于所述零交叉点之前的所述取样脉冲的差分，计算取样时钟数，把该取样时钟数作为相移量。
另外，本发明5的数据信号取样装置为根据本发明1所述的数据信号取样装置，其特征在于所述修正量计算部件通过取得由所述相移量计算部件取得的相移量和由所述取样间隔计算部件取得的取样间隔值的1/2的值的差分，计算所述修正量。
另外，本发明6的数据信号取样装置为根据本发明1所述的数据信号取样装置，其特征在于所述取样间隔修正部件对于所述取样间隔值，通过加上或减去所述修正量来计算所述取样间隔修正值。
另外，本发明7的数据信号取样装置为根据本发明1所述的数据信号取样装置，其特征在于包括检测所述数字图象信号的时钟插入期间的CRI检测部件；计算所述时钟插入期间内的所述输入图象信号的时钟插入周期，根据该计算所得的周期来检测所述输入图象信号的文字广播方式种类的文字广播方式检测部件；所述取样间隔计算部件按照所述检测的文字广播方式种类来计算所述取样间隔值。
另外，本发明8的数据信号取样装置从由外部串行传送的输入图象信号中抽取给定的数据信号，其特征在于包括以给定频率的取样时钟对所述输入图象信号进行取样，转换为数字图象信号的A/D转换部件；计算用于从所述数字图象信号来判定所述输入图象信号的0或1的限幅电平的限幅电平计算部件；使用所述限幅电平把所述数字图象信号转换为双值化信号的双值化部件；计算用于从所述数字图象信号中抽取所述数据信号的取样间隔值的取样间隔计算部件；检测所述双值化信号的从0变化到1或从1变化到0的点即零交叉点的零交叉点检测部件；对所述取样时钟的数的计数的计数部件；按照所述零交叉点的检测，取入所述计数部件的计数值的计数值取入部件；使用由所述计数值取入部件取入的计数值和所述取样间隔值计算信号的相移量，按照该相移量修正所述取样间隔值的运算部件；比较所述运算部件的运算结果和所述计数部件的计数值的比较部件；根据比较部件的输出来产生取样脉冲的取样脉冲发生部件；根据所述取样脉冲从所述双值化信号中抽取所述数据信号的取样部件。
另外，本发明9的数据信号取样装置为根据本发明8所述的数据信号取样装置，其特征在于所述数据信号是叠加在图象信号的垂直回描期间上的文字广播信号。
另外，本发明10的数据信号取样装置为根据本发明8所述的数据信号取样装置，其特征在于所述取样间隔计算部件检测用于从所述数字图象信号来进行与所述数据信号的传输时钟取得同步的传输时钟同步取得期间，在该检测的传输时钟同步取得期间内，根据所述传输时钟的周期计算所述数据信号取样间隔值。
另外，本发明11的数据信号取样装置为根据本发明8所述的数据信号取样装置，其特征在于所述计数部件通过所述取样脉冲的输入而被复位。
另外，本发明12的数据信号取样装置为根据本发明8所述的数据信号取样装置，其特征在于所述运算部件把由所述计数值取入部件取入的计数值和所述取样间隔值的1/2的值的差分值作为相移量，通过对于所述取样间隔值加上或减去该相移量，计算取样间隔修正值，使用该取样间隔修正值进行所述取样间隔值的修正。
另外，本发明13的数据信号取样装置为根据本发明8所述的数据信号取样装置，其特征在于所述比较部件比较由所述计数部件取得的计数值和由所述运算部件取得的取样间隔修正值，当所述计数值和所述取样间隔修正值一致时，产生比较脉冲，向所述取样脉冲发生部件输出。
另外，本发明14的数据信号取样装置为根据本发明8所述的数据信号取样装置，其特征在于包括检测所述数字图象信号的时钟插入期间的CRI检测部件；计算所述时钟插入期间内的所述输入图象信号的时钟插入周期，根据该计算所得的周期来检测所述输入图象信号的文字广播方式种类的文字广播方式检测部件；所述取样间隔计算部件按照所述检测的文字广播方式种类来计算所述取样间隔值。
另外，本发明15的数据信号取样装置，从由外部串行传送的输入图象信号中抽取给定的数据信号，其特征在于包括以给定频率的取样时钟对所述输入图象信号进行取样，转换为数字图象信号的A/D转换部件；计算用于从所述数字图象信号来判定所述输入图象信号的0或1的限幅电平的限幅电平计算部件；使用所述限幅电平把所述数字图象信号转换为双值化信号的双值化部件；存储所述双值化信号的存储部件；计算用于从所述数字图象信号中抽取所述数据信号的取样间隔值的取样间隔计算部件；检测存储在所述存储部件中的双值化信号的从0变化到1或从1变化到0的点即零交叉点的地址的零交叉点地址检测部件；按照所述取样间隔值，计算储在所述存储部件中的双值化信号中相当于所述数据信号的取样地址的地址计算部件；使用所述零交叉点地址和所述取样间隔值计算初始地址的初始地址计算部件；计算用于修正所述输入图象信号发生相移时的所述取样地址的地址修正值的地址修正值计算部件；根据所述地址修正值，修正由所述地址计算部件取得的取样地址的地址修正部件；所述存储部件根据由所述地址修正部件修正的取样地址，从所述存储的数字图象信号中抽取所述数据信号。
另外，本发明16的数据信号取样装置为根据本发明15所述的数据信号取样装置，其特征在于所述数据信号是叠加在所述输入图象信号的垂直回描期间上的文字广播信号。
另外，本发明17的数据信号取样装置为根据本发明15所述的数据信号取样装置，其特征在于所述取样间隔计算部件检测用于从所述数字图象信号来进行与所述数据信号的传输时钟取得同步的传输时钟同步取得期间，在该检测的传输时钟同步取得期间内，根据所述传输时钟的周期计算所述数据信号取样间隔值。
另外，本发明18的数据信号取样装置为根据本发明15所述的数据信号取样装置，其特征在于所述初始地址计算部件通过从所述零交叉点地址加上所述取样间隔值的1/2的值，计算所述初始地址。
另外，本发明19的数据信号取样装置为根据本发明15所述的数据信号取样装置，其特征在于所述地址修正值计算部件通过取得由所述地址计算部件获得的所述取样地址和所述零交叉点地址的差分，计算所述地址修正值。
另外，本发明20的数据信号取样装置为根据本发明15所述的数据信号取样装置，其特征在于所述地址修正部件通过对由所述地址计算部件取得的所述取样地址加上或减去所述地址修正值，进行所述取样地址的修正。
另外，本发明21的数据信号取样装置为根据本发明15所述的数据信号取样装置，其特征在于包括检测所述数字图象信号的时钟插入期间的CRI检测部件；计算所述时钟插入期间的开始地址和结束地址的CRI地址计算部件；计算所述时钟插入期间内的所述输入图象信号的时钟插入周期，根据该计算出的周期，检测所述输入图象信号的文字广播方式种类的文字广播方式检测部件；所述初始地址计算部件根据所述CRI地址计算部件的输出，计算所述时钟插入期间内的所述零交叉点的初始地址；所述取样间隔计算部件按照所述检测的文字广播方式种类来计算所述取样间隔值。
另外，本发明22的数据信号取样装置，从由外部串行传送的输入图象信号中抽取给定的数据信号，其特征在于包括以给定频率的取样时钟对所述输入图象信号进行取样，转换为数字图象信号的A/D转换部件；通过进行内插使所述输入图象信号的数据量变为α倍(α为整数)，生成内插数据的内插部件；计算用于从所述数字图象信号来判定所述输入图象信号的0或1的限幅电平的限幅电平计算部件；使用所述限幅电平，把所述数字图象信号和所述内插数据转换为双值化信号的双值化部件；计算用于从所述数字图象信号中抽取所述数据信号的取样间隔值的取样间隔计算部件；检测所述数字图象信号的双值化信号和所述内插数据的双值化信号的从0变化到1或从1变化到0的点即零交叉点的零交叉点检测部件；根据所述零交叉点来计算所述数据信号的相移量的相移量计算部件；按照所述相移量来计算所述取样间隔值的修正量的修正量计算部件；按照所述修正量进行所述取样间隔值的修正，计算取样间隔值的修正值的取样间隔修正部件；以给定的取样位置为起点，依次计算隔开接近所述取样间隔修正值的间隔而置位的所述数字图象信号的双值化信号和所述内插数据的双值化信号内的所述数据信号的位置，生成以该数据的位置作为数据取样位置而指定的取样脉冲的取样脉冲发生部件；根据所述取样间隔修正值，生成用于选择所述数字图象信号的双值化信号或所述内插数据的双值化信号中的任意一种的数据选择脉冲的数据选择脉冲发生部件；根据所述数据选择脉冲来选择所述双值化信号的任意一种的数据选择部件；根据所述取样脉冲，从由所述数据选择部件选择的双值化信号中抽取所述数据信号的取样部件。
另外，本发明23的数据信号取样装置为根据本发明22所述的数据信号取样装置，其特征在于所述数据信号是叠加在所述输入图象信号的垂直回描期间上的文字广播信号。
另外，本发明24的数据信号取样装置为根据本发明22所述的数据信号取样装置，其特征在于所述取样间隔计算部件检测用于从所述数字图象信号来进行与所述数据信号的传输时钟取得同步的传输时钟同步取得期间，在该检测的传输时钟同步取得期间内，根据所述传输时钟的周期计算所述数据信号取样间隔值。
另外，本发明25的数据信号取样装置为根据本发明22所述的数据信号取样装置，其特征在于所述相移量计算部件通过取得所述零交叉点和位于所述零交叉点之前的所述取样脉冲的差分，计算取样时钟数，把该取样时钟数的α倍作为所述相移量。
另外，本发明26的数据信号取样装置为根据本发明22所述的数据信号取样装置，其特征在于所述修正量计算部件通过取得由所述相移量计算部件取得的相移量和由所述取样间隔计算部件取得的取样间隔值的1/2的值的差分，计算所述修正量。
另外，本发明27的数据信号取样装置为根据本发明22所述的数据信号取样装置，其特征在于所述取样间隔修正部件对于所述取样间隔值，通过加上或减去所述修正量来计算所述取样间隔修正值。
另外，本发明28的数据信号取样装置为根据本发明22所述的数据信号取样装置，其特征在于包括检测所述数字图象信号的时钟插入期间的CRI检测部件；计算所述时钟插入期间内的所述输入图象信号的时钟插入周期，根据该计算所得的周期来检测所述输入图象信号的文字广播方式种类的文字广播方式检测部件；所述取样间隔计算部件按照所述检测的文字广播方式种类来计算所述取样间隔值。
另外，本发明29的数据信号取样装置，从由外部串行传送的输入图象信号中抽取给定的数据信号，其特征在于包括以给定频率的取样时钟对所述输入图象信号进行取样，转换为数字图象信号的A/D转换部件；计算用于从所述数字图象信号来判定所述输入图象信号的0或1的限幅电平的限幅电平计算部件；使用所述限幅电平把所述数字图象信号转换为双值化信号的双值化部件；计算用于从所述数字图象信号中抽取所述数据信号的取样间隔值的取样间隔计算部件；使用所述数字图象信号和所述限幅电平，检测所述数字图象信号以所述限幅电平相交的零交叉点位置的零交叉点位置检测部件；根据所述零交叉点位置，计算所述数据信号的相移量的相移量计算部件；按照所述相移量来计算所述取样间隔值的修正量的修正量计算部件；按照所述修正量进行所述取样间隔的修正，计算取样间隔修正值的取样间隔修正部件；以给定的取样位置为起点，依次计算隔开接近所述取样间隔修正值的间隔而置位的所述双值化信号内的所述数据信号的位置，生成以该数据的位置作为数据取样位置而指定的取样脉冲的取样脉冲发生部件；根据所述取样脉冲，从所述双值化信号中抽取所述数据信号的取样部件。
另外，本发明30的数据信号取样装置为根据本发明29所述的数据信号取样装置，其特征在于所述数据信号是叠加在所述输入图象信号的垂直回描期间上的文字广播信号。
另外，本发明31的数据信号取样装置为根据本发明29所述的数据信号取样装置，其特征在于所述取样间隔计算部件检测用于从所述数字图象信号来进行与所述数据信号的传输时钟取得同步的传输时钟同步取得期间，在该检测的传输时钟同步取得期间内，根据所述传输时钟的周期计算所述数据信号取样间隔值。
另外，本发明32的数据信号取样装置为根据本发明29所述的数据信号取样装置，其特征在于所述相移量计算部件通过取得所述零交叉点位置和位于所述零交叉点位置之前的所述取样脉冲的差分，计算取样时钟数，把该计算出的取样时钟数作为相移量。
另外，本发明33的数据信号取样装置为根据本发明29所述的数据信号取样装置，其特征在于所述修正量计算部件通过取得由所述相移量计算部件取得的相移量和由所述取样间隔计算部件取得的取样间隔值的1/2的值的差分，计算所述修正量。
另外，本发明34的数据信号取样装置为根据本发明29所述的数据信号取样装置，其特征在于所述取样间隔修正部件对于所述取样间隔值，通过加上或减去所述修正量来计算所述取样间隔修正值。
另外，本发明35的数据信号取样装置为根据本发明29所述的数据信号取样装置，其特征在于包括检测所述数字图象信号的时钟插入期间的CRI检测部件；计算所述时钟插入期间内的所述输入图象信号的时钟插入周期，根据该计算所得的周期来检测所述输入图象信号的文字广播方式种类的文字广播方式检测部件；所述取样间隔计算部件按照所述检测的文字广播方式种类来计算所述取样间隔值。
下面简要说明附图。
图1是表示本发明实施例1的数据信号取样装置结构的框图。
图2是用于说明本发明实施例1的数据信号取样装置动作的定时图。
图3是表示本发明实施例2的数据信号取样装置结构的框图。
图4是用于说明本发明实施例2的数据信号取样装置动作的定时图。
图5是表示本发明实施例3的数据信号取样装置结构的框图。
图6是用于说明本发明实施例3的数据信号取样装置动作的主要部分的程序框图。
图7是用于说明本发明实施例3的数据信号取样装置动作的取样部分的程序框图。
图8是用于说明本发明实施例3的数据信号取样装置动作的图。
图9是表示本发明实施例4的数据信号取样装置结构的框图。
图10是用于说明本发明实施例4的数据信号取样装置动作的定时图。
图11是表示本发明实施例5的数据信号取样装置结构的框图。
图12是用于说明本发明实施例5的数据信号取样装置动作的定时图。
图13是表示以往的数据信号取样装置结构的框图。
图14用于说明以往的数据信号取样装置的、表示文字广播种类的表。
下面简要说明附图符号。
1、301、501、901、1101、1301-图象信号输入端子；S1、S301、S501、S901、S1101、S1301-图象信号；2、302、502、902、1102、1302-A/D转换器；S2、S302、S502、S902、S1102、S1302-数字图象信号；3、303、503、903、1103、1303-低通滤波器；S3、S303、S503、S903、S1103、S1303-除去了噪声的信号；4、304、504、904、1104、1304-同步分离电路；S4a、S304a、S904a、S1104a、S1304a-水平同步信号；S4b、S304b、S504b、S904b、S1104b、S1304b-垂直同步信号；5、305、505、905、1105、1305-限幅电平计算电路；S5、S305、S505、S905、S1105、S1305-限幅电平；6、306、506、906、1106-CRI检测电路；S6、S306、S506、S906、S1106-CRI检测信号；7、307、507、907、1107-文字广播方式电路；S7、S307、S507、S907、S1107-文字广播方式信号；908-数据内插电路；S908a-原信号；S908b-内插信号；8、308、508、910、1106、1108-双稳态电路；S8、S308、S508、S1106、S1108-双值化信号；S910a-双值化原信号；S910b-双值化内插信号；9、309、509、909、1109-取样间隔计算电路；S9、S309、S509、S909、S1109-取样间隔数据；10、915、1110-取样间隔修正电路；S10、S915、S1110-取样间隔修正数据；310-计数器；S310-计数值；510-CRI地址计算电路；S510a-CRI开始地址；S510b-CRI结束地址；511-初始地址电路；S511-初始地址；311-计数值取入电路；S311-计数加载数据；512-RAM地址计算电路；S512-RAM地址；12、315、912-零交叉点检测电路；S12、S315-零交叉点脉冲；1112-零交叉点检测电路；S1112-零交叉点位置数据；S912-零交叉点数据；516-零交叉点地址检测电路；S516-零交叉点地址；13、913、1113-相移量计算电路；S13、S913、S1113-相移量数据；312-运算器；S312-运算数据；515-地址修正值计算电路；S515-地址修正值；14、914、1114-修正量计算电路；S14、S914、S1114-修正量数据；313-比较器；S313-比较脉冲；513-RAM地址修正电路；S513-RAM修正地址；11、314、917、1111-取样脉冲生成电路；S11、S314、S917、S1111-取样脉冲；514-RAM；S514a-RAM数据；S514b-串行数据；916-数据选择脉冲生成电路；S916-数据选择脉冲；15、316、918、1109、1115、1309-取样电路；S15、S316、S918、S1109、S1115、S1309-取样数据；1107-PLL；1108-控制器；911-数据选择电路；S911-选择数据；16、317、517、919、1116、1310-解码电路；S16、S317、S517、S919、S1116、S1310-解码数据；17、318、518、920、1117、1311-输出端子。
具体实施例方式
下面，参照
本发明的实施例。须指出的是，在此表示的实施例只不过是一个例子，本发明并不一定局限于该实施例。
(实施例1)下面，参照图1和图2说明本发明实施例1的数据信号取样装置。
图1是表示本发明实施例1的数据信号取样装置结构的框图。
在图1中，图象信号输入端子1输入在垂直回描期间叠加了文字广播数据的模拟图象信号S1。
A/D转换器2用给定取样时钟fs(MHz)对所述模拟图象信号S1取样，转换为数字图象信号S2，向低通滤波器(LPF)3和同步分离电路4输出。
LPF3对输入的数字图象信号S2进行噪声除去处理，向限幅电平计算电路5、时钟插入(CRI)检测电路6和双稳态电路8输出。
同步分离电路4从输入的数字图象信号S2分离水平同步信号S4a和垂直同步信号S4b，向CRI检测电路6输出。须指出的是，水平同步信号S4a和垂直同步信号S4b用于检测CRI期间等的位置。
限幅电平计算电路5从所述除去了噪声的数字图象信号S3的给定行和给定位置的文字广播数据计算限幅电平S5，向双稳态电路8输出。
CRI检测电路6使用水平同步信号S4a和垂直同步信号S4b，检测除去了噪声的数字图象信号S3的CRI期间的位置，作为CRI检测信号S6向文字广播方式检测电路7和修正量计算电路14输出。
文字广播方式检测电路7根据CRI检测信号S6计算所述除去了噪声的数字图象信号S3的CRI周期，根据该计算出的周期判定文字广播方式的种类，作为文字广播方式脉冲S7向取样间隔计算电路9输出。
双稳态电路8用由限幅电平计算电路5算出的限幅电平S5把所述除去了噪声的数字图象信号S3转换为0和1的双值化信号S8，向取样电路15和零交叉点检测电路12输出。
零交叉点计算电路9根据文字广播方式脉冲S7，计算最佳的取样间隔数据S9，向取样间隔修正电路10和修正量计算电路14输出。该取样间隔数据S9能从取样时钟fs和各种文字广播方式的传输时钟的比算出。即如果判明文字广播方式和传输时钟的频率，就能求出取样间隔数据S9。须指出的是，取样间隔数据S9的单位是取样时钟数。
取样间隔修正电路10按照修正量数据S14修正取样间隔数据S9，作为取样间隔修正数据S10向取样脉冲生成电路11输出。
取样脉冲生成电路11根据取样间隔修正数据S10，在最佳的位置生成取样脉冲S11，向取样电路15和相移量计算电路13输出。
零交叉点检测电路12检测双值化信号S8从0到1以及从1到0变化时的零交叉点，作为零交叉点脉冲S12向相移量计算电路13和修正量计算电路14输出。
相移量计算电路13从由零交叉点检测电路12输出的零交叉点脉冲S12和由取样脉冲生成电路11生成的取样脉冲S11的相位差算出相移量数据S13，向修正量计算电路输出。须指出的是，相移量数据S13的单位是取样时钟数。
修正量计算电路14按照从相移量计算电路13输出的相移量数据S13计算取样间隔的修正量数据S14，向取样间隔修正电路10输出。
在此，按照相移量数据S13而算出的修正量数据S14按以下步骤算出。
当为没有相位滞后和相位超前的正常信号时，零交叉点脉冲S12和取样脉冲S11的相位差即相移量数据S13变为取样间隔数据S9的1/2的值。另外，当信号中产生了相位滞后时，相移量数据S13变得比取样间隔数据S9的1/2的值大，当产生相位超前时，变小。因此，在修正量计算电路中，把从取样间隔数据S9的值减去相移量数据S13的值作为修正量数据S14。据此可知，信号是当修正量数据S14为正数时相位滞后，当修正量数据S14为负数时相位超前。
须指出的是，当使修正量数据S14为从相移量数据S13减去取样间隔数据S9的1/2的值的值时，当修正量数据S14为正数时，为相位超前，为负数时，为相位滞后，取得了同样的效果。
另外，修正量计算电路14可以由按照相移量数据S13变化的RAM等的探查表构成。例如，如果对相移量的输入，输出修正量，就能取得同样的效果。
取样电路15根据取样脉冲S11，从双值化信号S8抽取文字广播数据S15，向解码电路16输出。
解码电路16把用取样电路15取样的串行的文字广播数据S15转换为并行数据，进行与文字广播的种类对应的纠错等的解码处理后，通过输出端子17把解码处理的数据S16向外部输出。
下面参照图2说明具有以上结构的本实施例1的数据信号取样装置的动作。在此，对将文字广播数据的种类设定为文字电视广播时的情形进行说明。
图2是用于说明本实施例1的数据信号取样装置动作的定时图，(a)表示模拟图象信号S1，(b)表示水平同步信号S4a，(c)表示CRI检测信号S6，(d)表示双值化信号S8，(e)表示零交叉点脉冲S12，(f)表示相移量数据S13，(g)表示取样间隔数据S9，(h)表示修正量数据S14，(i)表示取样间隔修正数据S10，(j)表示取样脉冲S11。
如图2(a)所示，从图象信号输入端子输入的模拟图象信号S1包含水平同步信号、脉冲串信号、CRI期间、表示文字广播的种类等的成帧代码期间、文字广播数据。
在时刻T1，从用A/D转换器2把模拟图象信号数字化而取得的数字图象信号S2，通过同步分离电路4，分离了图2(b)所示的水平同步信号S4a。
在时刻T2，从通过LPF3对所述数字图象信号S2除去了噪声而取得的信号S3通过CRI检测电路6检测CRI期间，生成图2(c)所示的CRI检测信号S6。另外，根据从限幅电平计算电路计算的限幅电平S5，由双稳态电路把除去噪声而取得的信号S3双值化，使限幅电平S5以上的信号为1，以下的信号为0，生成图2(d)所示的双值化信号S8。然后，通过零交叉点检测电路12检测双值化信号S8从0到1以及从1到0变化时的零交叉点的脉冲，生成图2(e)所示的零交叉点脉冲S12。
在时刻T3，计算在CRI检测信号S6为1的期间内，零交叉点脉冲S12间的时钟数即周期，该计算出的周期例如与文字电视广播一致时，通过取样间隔计算电路9生成图2(g)所示的取样间隔数据S9。
在时刻T4，在取样脉冲生成电路11中，以零交叉点脉冲为起点，在取样间隔数据的1/2的位置，生成图2(j)所示的取样脉冲S11。另外，在相移量计算电路13中，对零交叉点脉冲S12的每次检出，计算图2(e)所示的零交叉点脉冲S12和图2(j)所示的取样脉冲S11的相位差，取得取2(f)所示的相移量数据S13。当叠加了文字广播数据的图象信号S1中不发生相移等的波形变形时，相移量数据S13与取样间隔数据S9的1/2的值相等。即在修正量计算电路14中，当把从相移量数据S13减去取样间隔数据S9的1/2的值的值作为修正量数据S14时，图2(h)所示的修正量数据S14变为0。因此，从时刻T4到时刻T5之间，因为不发生相移，所以以在时刻T4生成的取样脉冲为起点，以取样间隔数据S9的宽度生成图2(j)所示的取样脉冲S11。
在时刻T5，由于群延迟等而产生了相移时，时刻T5的取样脉冲S11和时刻T6的零交叉点脉冲S12的相移量数据S13与取样间隔数据S9的1/2的值不等，成为偏移了数个时钟的值。
在修正量计算电路14中，根据相移量数据S13计算了修正量。在此，如果取样间隔数据S9的1/2的值(以下称作正常值)为φn，从相移量数据S13减去正常值φn的差分值为修正量数据S14，则当相位滞后时，相移量数据S13比正常值φn大，所以修正量变为正数。另外，当相位超前时，因为相移量数据S13比正常值φn小，所以修正量为负数。
如果把这样求出的修正量数据S14加上取样间隔数据S9的值作为取样间隔修正数据S10，则当图2所示的相位滞后时，取样脉冲修正数据S10比取样间隔数据S9大，取样脉冲S11生成在时刻T7的位置。据此，即使输入图象信号发生了相位滞后，通过修正取样间隔，修正时刻T7的相位滞后的部分，在取样电路15中，不发生取样错误，能正确地从输入图象信号中抽取文字广播数据S15。
然后，通过解码电路16对抽取的文字广播数据15进行解码处理，输出到显示电路(未图示)。据此，进行了与文字广播的种类相应的显示。
须指出的是，在所述图2中是与相位滞后相关的说明，但是对于相位超前，取样脉冲修正数据S10比取样间隔数据S9小，通过修正相位超前的部分，能正确地进行从输入图象信号对文字广播方式的取样。
另外，在所述图2的说明中，修正量为从相移量数据S13减去正常值φn的值，但是相反，使修正量为从正常值φn减去相移量数据S13的值，把从取样间隔数据S9减去的值作为取样间隔修正数据S10，也完全取得了同样的效果。
另外，当文字广播信号不是文字电视广播时，如上所述，判定文字广播的种类，计算与该种类对应的取样间隔数据S9，当发生了相移时，通过适当地修正取样间隔，能实现正确的取样。
在基于这样的本实施例1的数据信号取样装置中，当从外部串行传输的输入图象信号S1中发生了相移时，瞬间计算相移量S13，按照该相移量S13修正取样间隔数据S9，因为产生了取样脉冲S11，所以当输入图象信号在途中发生了相移时，瞬间检测相移量，能使取样脉冲产生在最佳的位置上，其结果，对于由于群延迟等，在传输系统产生了变形的信号，没必要有波形均衡等的大规模的电路，能用简单的电路结构进行正确的取样。
另外，判定文字广播方式，从该种类和取样时钟的频率产生取样脉冲，所以不仅能与欧洲的文字电视广播，还能与VPS、WSS、日本的文字多道广播、电子编程向导(省略为EPG)、美国的交叉字幕广播对应来进行取样，本实施例1的数据信号取样装置能对应全世界的文字广播方式。
(实施例2)
下面，参照图3和图4来说明本发明实施例2的数据信号取样装置。
图3是表示本发明实施例2的数据信号取样装置结构的框图。
在图3中，图象信号输入端子301输入在垂直回描期间叠加了文字广播数据的模拟图象信号S301。
A/D转换器302用给定取样时钟fs(MHz)对所述模拟图象信号S301取样，转换为数字图象信号S302，向低通滤波器(LPF)303和同步分离电路304输出。
LPF3对输入的数字图象信号S302进行噪声除去处理，向限幅电平计算电路305、时钟插入(CRI)检测电路306、文字广播方式检测电路307和双稳态电路308输出。
同步分离电路304从输入的数字图象信号S302分离水平同步信号S304a和垂直同步信号S304b，向CRI检测电路306输出。须指出的是，水平同步信号S304a和垂直同步信号S304b用于检测CRI期间等的位置。
限幅电平计算电路305从所述除去了噪声的数字图象信号S303的给定行和给定位置的文字广播数据计算最佳的限幅电平S305，向双稳态电路308输出。
CRI检测电路306使用水平同步信号S304a和垂直同步信号S304b，检测所述除去了噪声的数字图象信号S303的CRI期间的位置，作为CRI检测信号S306向文字广播方式检测电路307、计数器310、取样脉冲生成电路314输出。
文字广播方式检测电路307根据所述CRI检测信号S306来计算所述除去了噪声的数字图象信号S303的CRI周期，根据该计算出的周期判定文字广播方式的种类，作为文字广播方式脉冲S307向取样间隔计算电路309输出。
双稳态电路308用由限幅电平计算电路305算出的限幅电平S305把所述除去了噪声的数字图象信号S303转换为0和1的双值化信号S308，向取样电路316和零交叉点检测电路315输出。
取样间隔计算电路309根据所述文字广播方式脉冲S307，计算最佳的取样间隔数据S309，向运算器312输出。须指出的是，取样间隔数据S309能从取样时钟fs和各种文字广播方式的传输时钟的比算出。即如果判明文字广播方式和传输时钟的频率，就能求出取样间隔数据S309。取样间隔数据S309的单位是取样时钟数。
计数器310根据所述CRI检测信号S306的输入而开始动作，根据由取样脉冲生成电路314生成的取样脉冲S314的输入而复位，作为计数值数据S310向计数值取入电路311和比较器313输出。
计数值取入电路311按照零交叉点脉冲S315的检测，取入所述计数器数据S310，作为计数加载数据S311向运算器312输出。
运算器S312对所述计数加载数据S311加上取样间隔数据S309的1/2的值，作为运算数据S312向比较器313输出。须指出的是，当没有相位滞后和相位超前等的正常信号时，计数加载数据S311与取样间隔数据S308的1/2值一致，运算数据S312与取样间隔数据S308相同。而当发生相位滞后时，计数加载数据S311比取样间隔数据S309的1/2值大，运算数据S312变为比取样间隔数据S309大的值。另外，当发生相位超前时，计数加载数据S311比取样间隔数据S309的1/2值小，运算数据S312变为比取样间隔数据S309小的值。
比较器313比较计数值数据S310和运算数据S312，当两者一致时，把比较脉冲S313向取样脉冲生成电路314输出。
取样脉冲生成电路314根据比较脉冲S313，在最佳的位置生成取样脉冲S314，作为取样脉冲S314向取样电路316输出。
零交叉点检测电路315检测双值化信号S308的从0到1以及从1到0变化时的零交叉点，作为零交叉点脉冲S315向计数值取入电路311和取样脉冲生成电路314输出。
取样电路316根据所述取样脉冲S314从双值化信号S308抽取文字广播数据S316，向解码电路317输出。
解码电路317把由取样电路316抽取的串行文字广播数据S316变换为并行，进行了与文字广播的种类相应的纠错等的解码处理后，通过输出端子318把解码处理的数据S316向外部输出。
下面，参照图4说明采用了以上结构的、本实施例2的数据信号取样装置的动作。在此，对将文字广播数据的种类设定为文字电视广播时的情形进行说明。
图4是用于说明本实施例2的数据信号取样装置动作的定时图。图4(a)表示模拟图象信号S301，图4(b)表示水平同步信号S304a，图4(c)表示CRI检测信号S306，图4(d)表示双值化信号S308，图4(e)表示零交叉点脉冲S315，图4(f)表示计数器数据S310，图4(g)表示计数器加载数据S311，图4(h)表示取样间隔数据S309，图4(i)表示运算数据S312，图4(j)表示取样脉冲S314。
如图4(a)所示，从图象信号输入端子301输入的模拟图象信号S301包含水平同步信号、脉冲串信号、CRI期间、表示文字广播的种类等的成帧代码期间、以及文字广播数据。
在时刻T401，从用A/D转换器2把所述模拟图象信号S301数字化而取得的数字图象信号S302，通过同步分离电路304，分离图4(b)所示的水平同步信号S304a。
在时刻T402，从通过LPF303对所述数字图象信号S302除去了噪声而取得的信号S303，通过CRI检测电路306检测出CRI期间，生成图4(c)所示的CRI检测信号S306。另外，根据由限幅电平计算电路305算出的限幅电平S305，由双稳态电路308把所述除去噪声而取得的信号S302双值化，使限幅电平S305以上的信号为1，以下的信号为0，从而生成图4(d)所示的双值化信号S308。然后，通过零交叉点检测电路312检测双值化信号S308从0到1以及从1到0变化时的零交叉点的脉冲，生成图4(e)所示的零交叉点脉冲S315。
在时刻T403，计算在CRI检测信号S306为1的期间内，零交叉点脉冲S315间的时钟数即周期，该计算出的周期例如与文字电视广播一致时，通过取样间隔计算电路309生成图4(h)所示的取样间隔数据S309。
在时刻T404，在取样脉冲生成电路314中，以零交叉点脉冲S315为起点，在取样间隔数据的1/2的位置上，生成图4(k)所示的取样脉冲S314。另外，在计数器310中，如果生成最初的取样脉冲S314，就在用下一取样脉冲S314复位的同时，开始了动作，生成图4(f)所示的计数器数据S310。在计数值取入电路311中，根据由零交叉点检测电路315生成的图4(e)所示的零交叉点脉冲S315，加载图4(f)所示的计数器数据S310，生成图4(g)所示的计数器加载数据S311。在运算器312中，把计数器加载数据S311取样间隔数据S309的1/2的值相加，把该运算结果作为图4(i)所示的运算数据S312输出。在比较器313中，比较计数器数据S310和运算数据S312，在两者一致的位置产生图4(j)所示的比较脉冲S313。在取样脉冲生成电路314中，CRI检测信号S306为1，检测零交叉点信号S315，并且从取样间隔数据S309确定的时刻T404到时刻T405之间，以零交叉点脉冲S315为起点，在取样间隔数据的1/2的位置生成取样脉冲S314，在时刻T405以后，把比较脉冲S313作为取样脉冲S314使用。
从时刻T405到时刻T406之间，在叠加了文字广播数据的模拟图象信号S301中不发生由于群延迟等而产生的相移等波形变形，所以计数器加载数据S311和取样间隔数据S309的1/2的值一致，运算数据S312与取样间隔数据S309相同。因此，用取样间隔数据生成比较脉冲S313和取样脉冲S314。
在时刻T406，当发生基于群延迟等的相移时，在时刻T407，计数器加载数据S311与取样间隔数据S309的1/2的值不等。在运算器312中，把计数器加载数据S311和取样间隔数据S309的1/2的值相加，计算出运算数据S312。
在此，如果设取样间隔数据S309的1/2的值为φn，计数器加载数据S311的值为CNTLD，运算数据S312的值为CALD，则运算数据S312的值CALD用(φn+CNTLD)来表示。当相位滞后时，运算数据S312的值CALD比取样间隔数据S309的值2φn大。另外，当相位超前时，运算数据S312的值CALD比取样间隔数据S309的值2φn小。当图4所示的相位滞后时，运算数据S312比取样间隔数据S309大，在时刻T407产生的比较脉冲S313比从时刻T405到时刻T406之间产生的比较脉冲S313的发生脉冲的时间间隔大。关于取样脉冲S314也是同样的。据此，即使当输入图象信号发生了相位滞后时，通过按照相位滞后修正取样脉冲，修正时刻T407的相位滞后部分，在取样电路316中不产生取样错误，能从输入图象信号正确抽取文字广播数据S316。
然后，用解码电路317对抽取的文字广播数据S316进行解码处理，向显示电路(未图示)输出。据此，进行了与文字广播的种类相应的显示。
须指出的是，在图4中，是关于相位滞后的说明，但是对于相位超前，运算数据S312比取样间隔数据S309小，通过修正相位超前，能正确地从输入图象信号对文字广播数据进行抽取。
另外，当输入图象信号不是文字电视广播信号时也如上所述，判定文字广播的种类，计算与该种类对应的取样间隔数据S309，当发生了相移时，通过适当修正取样脉冲，能实现正确的取样。
如上所述，本实施例2的数据信号取样装置通过计数器310对从外部串行传输的输入图象信号S301的相移计算取样时钟的数，按照基于零交叉点检测电路315的零交叉点S315的检测，取入所述计数器310的计数值，使用该计数值S311和用取样间隔计算电路计算的取样间隔值S309，计算信号的相移量S313，按照该相移量S313修正所述取样间隔值S309，产生取样脉冲S314，所以瞬间检测输入图象信号的相移，能在最佳的位置产生取样脉冲，其结果，对于由于群延迟而在传输系统中产生了变形的信号，没有必要具有波形均衡等的大规模电路，能用简单的电路结构进行正确的取样。
另外，判定文字广播方式的种类，从该种类和取样时钟的频率产生取样脉冲，所以不仅能与欧洲的文字电视广播，还能与VPS、WSS、日本的文字多道广播、电子编程向导(省略为EPG)、美国的交叉字幕广播对应来进行取样，本实施例2的数据信号取样装置能对应全世界的文字广播方式。
(实施例3)下面，参照图5～图8说明本发明实施例3的数据信号取样装置。
图5是表示本发明实施例3的数据信号取样装置结构的框图。
在图5中，图象信号输入端子501输入在垂直回描期间叠加了文字广播数据的模拟图象信号S501。
A/D转换器502用给定取样时钟fs(MHz)对所述模拟图象信号S501取样，转换为数字图象信号S502，向低通滤波器(LPF)503和同步分离电路504输出。
LPF503对输入的数字图象信号S502进行噪声除去处理，向限幅电平计算电路505、时钟插入(CRI)检测电路506、文字广播方式检测电路507和双稳态电路508输出。
同步分离电路504从输入的数字图象信号S502分离水平同步信号S504a和垂直同步信号S504b，向CRI检测电路506输出。须指出的是，水平同步信号S504a和垂直同步信号S504b用于检测CRI期间等的位置。
限幅电平计算电路505从所述除去了噪声的数字图象信号S503内的给定行和给定位置的文字广播数据计算最佳的限幅电平S505，向双稳态电路508输出。
CRI检测电路506使用水平同步信号S504a和垂直同步信号S504b，检测除去了噪声的数字图象信号S503的CRI期间的位置，作为CRI检测信号S506向文字广播方式检测电路507和CRI地址计算电路510输出。
文字广播方式检测电路507根据所述CRI检测信号S506计算所述除去了噪声的数字图象信号S503的CRI周期，根据该计算出的周期判定文字广播方式的种类，作为文字广播方式脉冲S507向取样间隔计算电路509输出。
双稳态电路508用由限幅电平计算电路505算出的限幅电平S505把所述除去了噪声的数字图象信号S503转换为0和1的双值化信号S508，向RAM514输出。
零交叉点计算电路509根据文字广播方式脉冲S507，计算最佳的取样间隔数据S509，向初始地址计算电路511、RAM地址计算电路512和地址修正值计算电路515输出。须指出的是，取样间隔数据S509能从取样时钟fs和各种文字广播方式的传输时钟的比算出。即如果判明文字广播方式和传输时钟的频率，就能求出取样间隔数据S509。取样间隔数据S9的单位是取样时钟数。
CRI地址计算电路510根据所述CRI检测信号S506，计算表示CRI开始位置的CRI开始地址(CRISA)S510a和表示CRI结束位置的CRI结束地址(CRIEA)S510b，向初始地址计算电路511输出。
初始地址计算电路511检测输入的零交叉点地址S516中CRI开始地址S510a和CRI结束地址S510b之间的零交叉点地址，把该检测的零交叉点地址加上取样间隔数据S509的1/2的值，计算初始地址S511，向RAM地址计算电路512输出。
RAM地址计算电路512以所述初始地址S511为起点地址，依次加上取样间隔数据S509，计算RAM地址S512，向RAM地址修正电路513和地址修正值计算电路515输出，但是如果从RAM地址修正电路513输出的RAM修正地址S513被输入，则在该RAM修正地址S513中依次加上取样间隔数据S509，计算RAM地址S512，向RAM地址修正电路513和地址修正计算电路515输出。
RAM地址修正电路513在RAM地址S512中加上地址修正数据S515，计算RAM修正地址S513，向RAM514和RAM地址计算电路512输出。
RAM514存储一行的双值化信号S508的数据，把存储的数据S514a向零交叉点检测电路516输出。另外，如果输入了RAM修正地址S513，就把与该RAM修正地址S513对应的串行数据S514b向解码电路517输出。
地址修正值计算电路515，把从零交叉点地址S516减去RAM地址S512后的值减去取样间隔数据S509的1/2的值作为地址修正数据S515向RAM地址修正电路513输出。当为没有相位滞后和相位超前的正常信号时，从零交叉点地址S516减去RAM地址S512的值与取样间隔数据S509的1/2的值一致，地址修正数据S515为0。但是，当发生了相位滞后时，从零交叉点地址S516减去RAM地址S512的值比取样间隔数据S509的1/2的值大，当发生相位超前时，则反之。即相位滞后时，地址修正数据S515为正数，相位超前时，地址修正数据S515为负数。
零交叉点地址检测电路516从RAM514的存储数据S515a检测从0到1以及从1到0变化的零交叉点地址S516，向初始地址计算电路511和地址修正值计算电路515输出。
解码电路517把从RAM514输出的串行的文字广播数据514b转换为并行数据，进行与文字广播的种类相应的纠错等的解码处理，通过输出端子把解码处理了的数据S517向外部输出。
下面，参照图6说明本实施例3的数据信号取样装置的动作。在此，对将文字广播数据的种类设定为文字电视广播时的情形进行说明。
如果通过图象信号输入端子501输入了叠加了文字电视广播的文字数据的模拟图象信号(文字广播信号)S501，就把文字广播信号S501通过A/D转换器502转换为数字图象信号S502(步骤S601)。
然后，通过同步分离电路504，所述数字图象信号S502被分离为水平同步信号S504a和垂直同步信号S504b(步骤S602)。另外，通过LPF503对所述数字图象信号S502进行了噪声除去处理(步骤S603)。然后，通过限幅电平计算电路505计算了所述数字图象信号S503的限幅电平值(步骤S604)，通过双稳态电路508，使用所述限幅电平值把所述除去了噪声的数字图象信号S503转换为0和1的双值化信号(步骤S605)，存储到RAM514(步骤S606)。
然后，在CRI检测电路506中，从所述除去了噪声的数字图象信号S503检测文字广播信号S501的CRI期间(步骤S607)，通过CRI地址检测电路510检测表示CRI期间的开始位置的CRI开始地址CRISA510a和表示CRI期间的结束位置CRI计数地址CRIEAS510b，进行了设定(步骤S608、S609)。然后，通过文字广播方式检测电路507，在用所述CRI检测电路506检测的CRI期间内，计算CRI的频率，检测文字广播方式的种类(步骤S610)。
通过取样间隔计算电路509计算与所述文字广播方式的种类相应的取样间隔SPINTV(步骤S611)，根据该取样间隔SPINTV，进行了文字广播数据的取样处理(步骤S612)，通过解码电路517把抽取的串行的文字广播数据S514b转换为并行数据，进行与所述文字广播的种类相应的纠错等的解码处理，通过输出端子518向显示电路(未图示)输出(步骤S613)。据此，能进行与文字广播的种类相应的显示。
下面，参照图7，详细说明所述图6的步骤S612的取样数据处理。
对来自文字广播信号的第i(i是0以上的整数)个取样脉冲，按取样的顺序进行以下所示的取样数据处理(S701)。
首先，计算双值化信号的从0到1和从1到0变化的零交叉点ZRCRSA(i)(步骤S702)。
然后，比较零交叉点地址ZRCRSA(i)和图6的步骤S608中求出的CRI开始地址CRISA(步骤S703)。当比较的结果为零交叉点地址ZRCRSA(i)比CRISA还大时，进入下一个步骤S704，当比CRISA还小时，回到所述步骤S702，再次进行零交叉点ZRCRSA(i)的计算。
接着，比较零交叉点地址ZRCRSA(i)和图6的步骤S609中求出的CRI结束地址CRIEA(步骤S704)。当比较的结果为零交叉点地址ZRCRSA(i)比CRIEA还小时，进入步骤S705，当比CRIEA大时，进入步骤S708。
以上的步骤S703～S704的处理，调查零交叉点地址ZRCRSA(i)是否进入了CRI期间内。
当零交叉点地址ZRCRSA(i)进入CRI期间内时，通过对于零交叉点地址ZRCRSA(i)加上用图6的步骤S611算出的取样间隔SPINTV的1/2的值，计算初始地址INTA(步骤S705)。然后，把算出的初始地址INTA代入RAM地址RAMA(i)中(步骤S706)，把该RAM地址RAMA(i)带入RAM修正地址RAMCORA(i)中(步骤S707)。须指出的是，CRI期间内依次执行从步骤S702到步骤S707的处理。
当CRI期间结束时，即当零交叉点地址ZRCRSA(i)比CRI结束地址CRIEA还大时，通过对于前一个算出的RAM修正地址RAMCORA(i-1)加上取样间隔SPINTV，算出RAM地址RAMA(i)(步骤S708)。然后，从用步骤S708计算的RAM地址RAMA(i)减去在步骤S702中计算的零交叉点地址ZRCRSA(i)，计算地址修正值ACOR(i)(步骤S709)。然后，把计算的地址修正值ACOR(i)与RAM地址RAMA(i)相加，计算RAM修正地址RAMCORA(i)(步骤S710)。从RAM514输出与这样取得的RAM修正地址RAMCORA(i)对应的数据S514b(步骤S711)。然后，调查该脉冲是否为最后的文字广播信号的取样脉冲(步骤S712)，如果是最后的脉冲，就结束所述取样数据处理，如果不是，就关于下一脉冲，回到步骤S702，再次进行所述处理(步骤S713)。
下面，参照图8具体说明本实施例3的数据信号取样装置的动作。须指出的是，使用欧洲文字电视广播信号作为文字广播信号，取样时钟是28MHz。在图8中，用黑圈表示的SP0～SPn+6是用28MHz取样了文字电视广播信号的点。欧洲文字电视广播信号的传输时钟是6.9375兆赫，所以取样间隔为用取样时钟28MHz除以6.9375MHz的值4.036。
首先，检测位于CRI开始地址CRISA和CRI结束地址CRIEA之间的零交叉点地址ZRCRSA(0)。在此，作为取样点SP1。
然后，从所述取样点SP1前进了取样间隔的1/2的值即2.018的点成为初始地址，但是该地址表示的点中不存在取样点，所以把舍去小数点以下的最近的取样点作为初始地址INTA。在此，初始地址INTA是RAM地址RAMA(0)和RAM修正地址RAMCORA(0)。
然后，通过对RAM修正地址RAMCORA(0)加上间隔值4.036，计算下一个RAM地址RAMA(1)。因为小数点以下被四舍五入，所以RAM地址RAMA(1)是取样点SP6。
在此，RAM修正地址RAMCORA(0)和RAM地址RAMA(1)之间，在取样点SP4的位置存在零交叉点地址ZRCRSA(1)，所以计算地址修正值ACOR(1)。当所述初始地址INTA的值为0时，RAM地址RAMA(1)是4，零交叉点地址ZRCRSA(1)变为2，所以从RAM地址RAMA(1)减去零交叉点地址ZRCRSA(1)的值为2，通过从取样间隔的1/2的值即2.018减去该值，能算出地址修正值ACOR(1)为0.018。
另外，在算出的地址修正值ACOR(1)中加上RAM地址RAMA(1)后的值4.018成为RAM修正地址RAMCORA(1)。须指出的是，因为小数点以下被四舍五入，所以RAM修正地址RAMCORA(1)与RAM地址RAMA(1)相同，成为取样点SP6的位置。
在此，在RAM地址RAMA(1)和下一个RAM地址RAMA(2)之间不存在零交叉点地址，所以没必要进行地址的修正。因此，RAM地址RAMA(2)和RAM修正地址RAMCORA(2)一致，在取样点SP10的位置产生RAM修正地址RAMCORA(2)。
下面，同样当存在零交叉点时，进行地址的修正，不存在时，不进行修正，在最佳的位置产生RAM修正地址。
即在模拟图象信号S501的文字电视信号中不发生相位偏移等的正常信号情况下，RAM地址RAMA(i)与RAM修正地址RAMCORA(i)一致。
另一方面，如图8所示，在模拟图象信号S501中在某处产生相移，在此，当发生相位超前时，如果不进行RAM地址的修正，则产生取样错误。即当对RAM地址不进行修正时，在RAM修正地址RAMCORA(i-1)中加上取样间隔值4.036，对小数点以下四舍五入而取得的RAM地址RAMA(i)产生在取样点SPn+5的位置上，但是在有必要抽取0作为数据的地方却抽取了1，从而发生了取样错误。
但是，当对RAM地址进行修正时，地址修正值ACOR(i)为从取样间隔的1/2的值2.018减去从RAM修正地址RAMA(i)减去零交叉点地址ZRCRSA(i)后的值5之后的值-2.982。然后，如果对RAM修正地址RAMA(i)加上地址修正值ACOR(i)，就算出RAM修正地址RAMCORA(i)，从RAMA(i)把-2.982四舍五入，在返回-3的取样点SPn+2的位置产生RAM修正地址RAMCORA(i)。据此，把RAM的地址从SPn+5的位置修正到SPn+2的位置，当不进行修正时，错误地抽取了1，但是能正确地抽取0。
须指出的是，图8中是关于相位超前的说明，但是对相位滞后，地址修正值ACOR成为整数，通过修正相位滞后部分，就能抽取正确的文字广播数据。另外，当文字广播信号不是文字电视广播信号时，判定文字广播的种类，计算与该种类对应的取样间隔，当发生相移时，通过适当地修正RAM地址，能实现正确的取样。
在这样的实施例3的数据信号取样装置中，把从外部串行传输的输入图象信号S501数字化后，转换为双值化信号S508，存储在RAM514中，计算叠加在数字图象信号S502中的相当于文字广播信号的RAM地址S509，当信号中产生相移时，瞬间检测相移，计算出地址修正值S515，计算所述RAM地址修正值S513，从存储在RAM514中的信号S508抽取该RAM地址修正值S513所对应的数据，当输入图象信号在途中发生相移时，能瞬间检测相移量，取得最佳的取样地址，其结果，对由于群延迟等而在传输系统中产生相移的信号，不需要波形均衡等的大规模电路，就能以简单的电路结构进行正确的取样。
须指出的是，虽然本实施例3的数据信号取样装置表示了用硬件进行取样处理的结构，但是即使通过软件实施同样的处理也能取得同样的效果。
(实施例4)下面，参照图9和图10说明本发明实施例4的数据信号取样装置。
图9是表示本发明实施例4的数据信号取样装置结构的框图。
在图9中，图象信号输入端子901输入在垂直回描期间叠加了文字广播数据的模拟图象信号S901。
A/D转换器902用给定取样时钟fs(MHz)对所述模拟图象信号S901进行取样，并转换为数字图象信号S902，向低通滤波器(LPF)903输出。
LPF903对输入的数字图象信号S902进行噪声除去处理，向限幅电平计算电路905、时钟插入(CRI)检测电路906和文字广播方式检测电路907输出。
同步分离电路904从输入的数字图象信号S902分离出水平同步信号S904a和垂直同步信号S904b，向CRI检测电路906输出。须指出的是，水平同步信号S904a和垂直同步信号S904b用于检测CRI期间等的位置。
限幅电平计算电路905从所述除去了噪声的数字图象信号S903内的给定行和给定位置的文字广播数据计算最佳限幅电平S905，向数据内插电路908输出。
CRI检测电路906使用水平同步信号S904a和垂直同步信号S904b，检测除去了噪声的数字图象信号S903的CRI期间的位置，作为CRI检测信号S906向文字广播方式检测电路907和修正量计算电路914输出。
文字广播方式检测电路907根据所述CRI检测信号S906计算所述除去了噪声的数字图象信号S903的CRI周期，根据该计算出的周期判定文字广播方式的种类，作为文字广播方式脉冲S907向取样间隔计算电路909输出。
数据内插电路908从所述除去了噪声的数字图象信号S903产生原信号S908a和进行内插使其变为α倍的(α为整数值，以下把它称作内插系数)数据的内插信号S908b，并向双稳态电路910输出。
取样间隔计算电路909根据所述文字广播方式脉冲S907计算最佳的取样间隔数据S909，向修正量计算电路914和取样间隔修正电路915输出。须指出的是，取样间隔数据S909能从取样时钟fs和各种文字广播方式的传输时钟的比算出。如果文字广播方式的传输时钟为fchr，内插系数为α，则取样间隔数据S909能由α×fs/fchr求出。如果fs是fschr的整数倍，则取样间隔数据S909变为整数，但是在本实施例中，因为没必要是整数倍，所以取样间隔数据S909变为小数。
双稳态电路910把用数据内插电路908生成的原信号s908a和内插信号S908b分别用由限幅电平计算电路限幅电平S905转换为0和1的双值化原信号S910a和双值化内插信号910b，向数据选择电路911和零交叉点检测电路912输出。
数据选择电路911根据数据选择脉冲选择双值化原信号S910a、双值化内插信号S910b的任意一种数据，向取样电路918输出。
零交叉点检测电路912使用双值化原信号910a和双值化内插信号S910b，检测从0到1以及从1到0变化时的零交叉点，作为零交叉点数据S912向相移量计算电路913和修正量计算电路914输出。
相移量计算电路913使用零交叉点数据S912、取样脉冲S917和数据选择脉冲S916，计算零交叉点数据S912和取样脉冲S917的相移量S913，向修正量计算电路914输出。
修正量计算电路914按照所述相移量数据S913修正取样间隔数据S909，作为修正量数据向取样间隔修正电路915输出。
在此，按照相移量数据S913而算出的修正量数据S914按以下的步骤算出。
当为没有相位滞后和相位超前的正常信号时，零交叉点脉冲S912和取样脉冲S917的相位差即相移量数据S913应该变为取样间隔数据S909的1/2的值。
而当相位滞后时，相移量数据S913比取样间隔数据S909的1/2的值大，另外，当发生了相位超前时，相移量数据S913比取样间隔数据S909的1/2的值小。因此，在修正量计算电路914中，把从取样间隔数据S909的1/2的值减去相移量数据S913的值作为修正量数据S914。据此，当修正量数据S914为正数时，相位滞后，当负数时，变为相位超前。
取样间隔修正电路915根据所述修正量数据S914修正取样间隔数据S909，作为取样间隔修正数据S915向数据选择脉冲生成电路916和取样脉冲生成电路917输出。须指出的是，用小数表示了取样间隔数据S909，所以取样间隔修正数据也变为小数。
数据选择脉冲生成电路916根据所述取样间隔修正数据S915的小数部分的值，生成决定选择双值化原信号S910a或双值化内插信号910b的哪一个数据的数据选择脉冲S916，向数据选择电路911和相移量计算电路913输出。
取样脉冲生成电路917根据所述取样间隔修正数据S915的整数部分的值，在最佳的位置生成取样脉冲S917，向相移量计算电路913和取样电路918输出。
取样电路918根据所述取样脉冲S917从用数据选择电路911选择的双值化信号S911抽取文字广播数据S918，向解码电路919输出。
解码电路919把用所述取样电路918抽取的串行的文字广播数据S918转换为并行数据，进行与文字广播的种类对应的纠错等的解码处理，通过输出端子920把经解码处理的数据S919输出。
下面，参照图10说明采用了以上的结构的本实施例4的数据信号取样装置的动作。在此，就文字广播数据的种类为文字电视广播，取样时钟fs为35MHz，内插系数α为2时的情形进行说明。
图10是用于说明本实施例4的数据信号取样装置动作的定时图。在图10中，(a)表示模拟图象信号S901，(b)表示水平同步信号S904a，(c)表示CRI检测信号S906，(d)表示双值化原信号S908a，(e)表示双值化内插信号S910b，(f)表示零交叉点数据S912，(g)表示相移量数据S913，(h)表示取样间隔数据S909，(i)表示修正量数据S914，(j)表示取样间隔修正数据S915，(k)表示取样脉冲S917，(l)表示数据选择脉冲。
如图10(a)所示，从图象信号输入端子901输入的模拟图象信号S901包含水平同步信号、脉冲串信号、CRI期间、表示文字广播的种类等的成帧代码期间、文字广播数据。须指出的是，白圈代表用A/D转换器902把模拟图象信号S901数字化的原信号，黑圈表示由数据内插电路908生成的内插信号。图10(a)所示的原信号SP0和内插信号CP0是同时刻生成的。
在时刻T1001，从用A/D转换器902把所述模拟图象信号S901数字化而取得的数字图象信号S902通过同步分离电路904，分离图10(b)所示的水平同步信号S904a。
在时刻T1002，从通过LPF903对所述数字图象信号S902除去了噪声而取得的信号S903通过CRI检测电路906检测CRI期间，生成图10(c)所示的CRI检测信号S906。另外，从所述除去了噪声而取得的信号S903通过数据内插电路908生成图10(a)的白圈所示的原信号908a和进行线性内插使其成为它的2倍的数据的图10(a)的黑圈所示的内插信号S908b，把原信号908a和内插信号S908b通过双稳态电路910，用从限幅电平计算电路905算出的限幅电平S905双值化，分别生成图10(c)所示的双值化原信号S910a和图10(d)所示的双值化内插信号S910b。然后通过零交叉点检测电路912，从所述双值化原信号S910a和双值化内插信号S908b检测从0到1以及从1到0变化的零交叉点，生成图10(e)所示的零交叉点数据S912。在此，零交叉点数据S912当完全不存在零交叉点时，为0或2，在零交叉点存在于双值化原信号908a中时为1，当零交叉点存在于双值化内插信号S908b中时，表示为3。
在时刻T1003，计算在CRI检测信号S906为1的期间内，从零交叉点数据S912的LSB(Least Significant bit)为1的点到下一个零交叉点数据S912的LSB为1的点的时钟数即周期，当计算的周期与任意的文字广播方式一致时，在此，当与文字电视广播一致时，用取样间隔计算电路909生成图10(h)所示的取样间隔数据S909。须指出的是，因为取样时钟为35MHz，内插系数为2，所以取样间隔数据S909变为10.09。
在时刻T1004，在取样脉冲生成电路917和数据选择脉冲生成电路916中，以所述零交叉点数据S912为起点，在所述取样间隔数据S909的1/2的位置生成图10(k)所示的取样脉冲S917和图10(l)所示的数据选择脉冲S916。
须指出的是，当零交叉点数据S912为0或2时，表示不存在零交叉点，为1时，表示在双值化原信号910a中存在零交叉点，为3时，表示在双值化内插信号S910b中存在零交叉点。另外，当数据选择脉冲S916为0时，表示双值化原信号910a的选择，为1时，表示双值化内插信号S910b的选择。
另外，因为时刻T1003的零交叉点数据S912是3，所以双值化内插信号S910b成为起点。另外，因为取样间隔数据S909的1/2的值是5.045，所以把时刻T1003的双值化内插信号S910b作为起点，在前进了把5.045四舍五入的5个时钟的位置(时刻T1004)产生取样脉冲S917。此时，因为选择的是原信号，所以数据选择脉冲S916变为0。CRI检测信号S906为1的期间，以同样的步骤产生取样脉冲S917。
在时刻T1005，如果CRI检测信号S906变为0，则以取样脉冲S917和数据选择脉冲S916为起点，用取样间隔数据S909依次产生取样脉冲S917和数据选择脉冲。
但是，当检测到零交叉点，即检测零交叉点数据S912为1或3的点时，对取样间隔数据S909进行修正。此时，因为数据选择脉冲S916是1，所以选择了双值化内插信号S910b。即在时刻T1005，因为数据选择脉冲S916为1，所以图10(a)所示的内插信号CP18成为起点。
然后，在从内插信号CP18前进了把取样间隔数据S909的值10.09四舍五入的10个时钟点的内插信号CP23的位置产生下一取样脉冲。
但是，在其间的时刻T1006，因为存在零交叉点，所以取样间隔数据S909成为修正的对象。能通过从零交叉点和位于该零交叉点之前的取样脉冲的间隔减去取样间隔数据S909的1/2的值计算相移量数据S913。因此，时刻T1006的相移量数据S913成为从位于时刻T1006的原信号SP21和位于时刻T1005的取样点的内插信号CP18的间隔值5减去取样间隔数据S909的1/2的值5.045后的值-0.045。在此，为了简化，使用把相移量数据S913的小数部分四舍五入的整数值。因此，相移量数据S913变为0，即因为不发生相移，所以修正量数据S914为0，取样间隔修正数据S915为与取样间隔数据S909相同的值10.09，在时刻T1007产生取样间隔S917和数据选择脉冲S916。
当零交叉点数据S912为0和2时，即不存在零交叉点时，对各取样间隔数据S915，在时刻T1008、T1009、T1010产生取样脉冲S917和数据选择脉冲S916。
在时刻T1011，因为在双值化内插信号S910b和下一双值化原信号S910a之间存在零交叉点，所以如果计算相移量数据S913，则变为0。因此，修正量数据S914也变为0，在时刻T1012，产生取样脉冲S917和数据选择脉冲S916。
因为从时刻T1013和时刻1014之间不存在零交叉点，所以按时刻分别产生取样脉冲S917和数据选择脉冲S916。
在从时刻T1014到时刻T1016之间，在时刻1015存在零交叉点，但是相移量数据S913和修正量数据S914为0，所以不进行取样间隔的修正，在时刻T1016产生取样脉冲S917和数据选择脉冲S916。
在从时刻T1016和时刻1018之间，在时刻1017存在零交叉点。在时刻T1016，从图10(k)所示的取样脉冲S917和图10(l)所示的数据选择脉冲S916选择了内插信号CP58，所以时刻T1017的零交叉点和时刻T1016的取样脉冲的相移量数据为3，修正量数据S914变为-2。因此，取样间隔修正数据S915变为8.09，在时刻T1018产生取样脉冲S917和数据选择脉冲S916。
当不存在零交叉点时，同样在时刻T1019、T1020发生取样脉冲S917和数据选择脉冲S916。
在此，如图10(a)所示，由于群延迟等，对于正常的传输信号产生相移，在图10(a)中，说明发生相位超前时的情形。
在时刻T1021，当产生了取样脉冲S917和数据选择脉冲S916而选择了原信号SPn时，发生下一个取样脉冲S917和数据选择脉冲S916，使时刻T1022的原信号SPn+5被选择。另外，因为时刻T1022的内插信号CPn+5和时刻T1023的原信号SPn+6之间存在零交叉点，所以能计算出相移量数据S913为1。因此，修正量数据S914为-4，取样间隔修正数据S915为6.09，即整数值为6，在时刻T1024，发生取样脉冲S917和数据选择脉冲S916。
以下同样，通过对存在零交叉点的时间进行与上述的处理同样的处理，计算相移量数据S913、修正量数据S914和取样间隔修正数据S915，使取样脉冲S917和数据选择脉冲S916产生。据此，当在图10(a)所示的文字广播数据中发生了相位超前时，通过修正取样间隔，修正相位超前部分，在取样电路918中不发生取样错误，从输入图象信号能正确地抽取文字广播数据S918。
然后，用解码电路919对抽取的文字广播数据S918进行解码处理，向显示电路(未图示)输出。据此，就能进行与文字广播的种类相应的显示。
须指出的是，图10中是与相位超前有关的说明，但是对于相位滞后，修正量数据S914变为整数，通过修正相位滞后部分，就能正确进行来自输入图象信号的文字广播数据的抽取。
在这样的实施例4的数据信号取样装置中，包括对数字图象信号进行内插，使数据变为整数倍而生成内插数据的数据内插电路908，通过双稳态电路910，检测把所述数字图象信号和所述内插数据双值化的双值化信号内的文字广播信号的位置，生成把该数据位置作为数据取样位置而指定的取样脉冲，所以能提供对于由于群延迟等而在传输系统中产生了变形的信号，不用增大电路规模就能以更高精度抽取数据的数据信号取样装置。
另外，判定文字广播数据的种类，从该种类和取样时钟的频率产生取样脉冲，所以不仅能与欧洲的文字电视广播，还能与VPS、WSS、日本的文字多道广播、电子编程向导(省略为EPG)、美国的交叉字幕广播对应来进行取样，本实施例4的数据信号取样装置能对应全世界的文字广播方式。
须指出的是，在所述的实施例4中，作为基于数据内插电路的内插，使用了数据量为2倍的2倍内插；但在3倍内插、4倍内插、5倍内插、8倍内插等n倍内插(n为整数)中也能适用，如果n增大，则从双稳态电路910输出的双值化内插信号S910b增加，精度提高。
须指出的是，在所述的实施例4中，对内插方式使用了线性内插，但是在本发明中，作为内插方式，使用2次卷积内插、拉格朗日内插等其他方式也能取得同样的效果。
(实施例5)下面，参照图11和图12，说明本发明实施例5的数据信号取样装置。
图11是表示本发明实施例5的数据信号取样装置结构的框图。
在图11中，图象信号输入端子1101输入在垂直回描期间叠加了文字广播数据的模拟图象信号S1101。
A/D转换器1102用给定取样时钟fs(MHz)对所述模拟图象信号S1101取样，转换为数字图象信号S1102，向低通滤波器(LPF)1103和同步分离电路1104输出。
LPF1103对输入的数字图象信号S1102进行噪声除去处理，向限幅电平计算电路1105、时钟插入(CRI)检测电路1106、双稳态电路1108、零交叉点检测电路1112输出。
同步分离电路1104从输入的数字图象信号S1102分离水平同步信号S1104a和垂直同步信号S1104b，向CRI检测电路1106输出。而且，水平同步信号S1104a和垂直同步信号S1104b用于检测CRI期间等的位置。
限幅电平计算电路1105从所述除去了噪声的数字图象信号S1103内的给定行和给定位置的文字广播数据计算最佳的限幅电平S1105，向双稳态电路1108和零交叉点检测电路1112输出。
CRI检测电路1106使用水平同步信号S1104a和垂直同步信号S1104b，检测所述除去了噪声的数字图象信号S1103的CRI期间的位置，作为CRI检测信号S1106向文字广播方式检测电路1107和修正量计算电路1114输出。
文字广播方式检测电路1107根据所述CRI检测信号S1106计算所述除去了噪声的数字图象信号S1103的CRI周期，根据该计算出的周期判定文字广播方式的种类，作为文字广播方式脉冲S1107向取样间隔计算电路1109输出。
双稳态电路1108用由限幅电平计算电路1105算出的限幅电平S1105把所述除去了噪声的数字图象信号S1103转换为0和1的双值化信号S1108，向取样电路1115输出。
取样间隔计算电路1109根据所述文字广播方式脉冲S1107计算最佳的取样间隔数据S1109，向取样间隔修正电路1110和修正量计算电路1114输出。须指出的是，取样间隔数据S1109能从取样时钟fs和各种文字广播方式的传输时钟的比算出。即如果判明文字广播方式和传输时钟的频率，就能求出取样间隔数据S1109。须指出的是，取样间隔数据S1109的单位是取样时钟数。
取样间隔修正电路1110根据所述修正量数据S1114修正取样间隔数据S1109，作为取样间隔修正数据S1110向取样脉冲生成电路1111输出。
取样脉冲生成电路1111根据所述取样间隔修正数据，在最佳的位置生成取样脉冲S1111，向相移量计算电路1113和取样电路1115输出。
零交叉点检测电路1112在所述除去了噪声的数字图象信号S1103内，检测与限幅电平S1105的值一致的位置，作为零交叉点位置数据S1112向相移量计算电路1113和修正量计算电路1114输出。
相移量计算电路1113从零交叉点位置数据S1112和取样脉冲S1110的相位插计算相移量数据S1113，向修正量计算电路1114输出。须指出的是，相移量数据S1113的单位是取样时钟数。
修正量计算电路1114按照所述相移量数据S1113计算取样间隔的修正量数据S1114，向取样间隔修正电路1110输出。须指出的是，修正量计算电路1114可以用按照相移量数据S1113而变化的探查表构成。
在此，按照相移量数据S1113计算的数据S1114按以下的步骤算出。
当为没有相位滞后和相位超前的正常信号时，零交叉点位置数据S1112和取样脉冲S1111的相位差即相移量数据S1113变为取样间隔数据S1109的1/2的值。
而当相位滞后时，相移量数据S1113比取样间隔数据S1109的1/2的值大，当发生了相位超前时，比取样间隔数据S1109的1/2的值小。因此，在修正量计算电路1114中，把从取样间隔数据S1109的1/2的值减去相移量数据S1113的值作为修正量数据S1114。据此，当修正量数据S1114为正数时，相位滞后，当负数时，变为相位超前。
须指出的是，当修正量数据S1114为从相移量数据S1113减去取样间隔数据S1109的1/2的值的值时，当修正量数据S1114为正数时，为相位超前，当负数时，为相位滞后。
取样电路1115根据取样脉冲S1111从双值化信号S1108抽取文字广播数据S1115，向解码电路1116输出。
解码电路1116把用取样电路1115取样的串行的文字广播数据S1115转换为并行数据，进行与文字广播的种类相应的纠错等的解码处理，通过输出端子1117向外部输出经解码处理了的数据S1116。
下面，参照图12说明采用了以上的结构的本实施例5的数据信号取样装置的动作。在此，对将文字广播数据的种类设定为文字电视广播时的情形进行说明。
图12是用于说明本实施例5的数据信号取样装置动作的定时图，(a)表示模拟图象信号S1101，(b)表示水平同步信号S1104a，(c)表示CRI检测信号S1106，(d)表示双值化信号S1108，(e)表示零交叉点位置数据S1112，(f)表示相移量数据S1113，(g)表示取样间隔数据S1109，(h)表示修正量数据S1114，(i)表示取样间隔修正数据S1110，(j)表示取样脉冲S1111。
如图12(a)所示，从图象信号输入端子1101输入的模拟图象信号S1101包含水平同步信号、脉冲串信号、CRI期间、表示文字广播的种类等的成帧代码期间、以及文字广播数据。
在时刻T1201，从用A/D转换器1102把所述模拟图象信号S1101数字化而取得的数字图象信号S1102，通过同步分离电路1104，分离了图12(b)所示的水平同步信号S1104a。
在时刻T1202，从通过LPF1103对所述数字图象信号S1102除去了噪声而取得的信号S1103通过CRI检测电路1106检测CRI期间，生成图12(c)所示的CRI检测信号S1106。另外，根据从限幅电平计算电路1105计算的限幅电平S1105，由双稳态电路1108把所述除去噪声而取得的信号S1103双值化，生成图12(d)所示的双值化信号S1108。
在时刻T1203，如果通过零交叉点检测电路1112检测出与限幅电平S1105一致的位置，即横切限幅电平S1105的位置，则作为图12(e)所示的零交叉点位置数据S1112而生成。须指出的是，零交叉点位置数据S1112当限幅电平S1105与取样点一致时为整数，但是当与取样点不一致时，通过使用在限幅电平S1105相交的前后的取样点进行内插，来计算零交叉点位置，所以通常为小数。
在时刻T1203，计算在CRI检测信号S1106为1的期间内，零交叉点位置数据S1112的位置间隔即周期，当该周期与任意的文字广播方式一致时，通过取样间隔计算电路1109生成图12(g)所示的取样间隔数据S1109。
在时刻T1204，在取样脉冲生成电路1111中，以零交叉点位置数据S1112表示的位置即时刻T1203为起点，在取样间隔数据的1/2的位置，生成图12(j)所示的取样脉冲S1111。然后，在相移量计算电路1113中，在每次检测到零交叉点位置数据，就把图12(e)所示的零交叉点位置数据S1112和图12(j)所示的取样脉冲S1111的相位差作为图12(f)所示的相移量数据S1113而算出。
在叠加了文字广播数据的模拟图象信号S1101中未发生由于群延迟等而产生的相移等波形变形时，相移量数据S1113与取样间隔数据S1109的1/2相等。即在修正量计算电路1114中，当把从相移量数据S1113减去取样间隔数据S1109的1/2的值的值作为修正量数据S1114时，图12(h)所示的修正量数据S1114变为0。因此，因为从时刻T1204到时刻T1205之间不发生相移，所以以在时刻T1204生成的取样脉冲为起点，以取样间隔数据S1109的宽度生成图12(i)所示的取样脉冲S1111。
在时刻T1205，当所述模拟图象信号S1101中由于群迟延等而产生了相移时，时刻T1205的取样脉冲S1111和时刻T1206的零交叉点位置数据S1112的相移量数据S1113不等于取样间隔数据S1109的1/2的值，变为偏移了数个时钟的值，所以在修正量计算电路1114中，根据相移量数据S1113来计算修正量。
在此，如果把取样间隔数据S1109的1/2的值(以下，作为正常值)作为φn，把从相移量数据S1113减去了正常值φn的差分值作为修正量数据S1114，则当相位滞后时，因为相移量数据S1113比正常值φn大，所以修正量为正数，当相位超前时，因为相移量数据S1113比正常值φn小，所以修正量为负数。
如果把这样求出的修正量数据S1114与取样间隔数据S1109相加的值作为取样间隔修正数据S1110，则图12所示的相位滞后时，取样间隔修正数据S1110比取样间隔数据S1109大，在时刻T1207生成取样脉冲S1111。这样，当文字广播数据发生了相位滞后时，通过修正取样间隔，修正时刻T1207的相位滞后部分，在取样电路1114中不发生取样错误，能正确地输入图象信号中抽取文字广播数据S1115。
然后，用解码电路1116对抽取的文字广播数据S1115进行解码处理，向显示电路(未图示)输出。据此，能进行与文字广播的种类相应的显示。
须指出的是，图12中，是关于相位滞后的说明，但是对于相位超前，取样间隔修正数据S1110比取样间隔数据S1109小，所以通过修正相位超前部分，能从输入图象信号正确地进行文字广播数据的抽取。
另外，在所述图12的说明中，修正量为从相移量数据S1113减去正常值φn的值，反之，使修正量为从正常值φn减去相移量数据S1113的值，把从取样间隔数据S1109减去的值作为取样间隔修正数据S1110，也能取得同样的效果。
另外，当文字广播信号不是文字电视广播信号时，也同样判定文字广播的种类，计算与该种类对应的取样间隔数据S1109，当发生相移时，通过适当地修正取样间隔，就能进行正确的取样。
在这样的实施例5的数据信号取样装置中，当从外部串行传输的输入图象信号S1101中发生相移时，瞬间计算相移量1113，按照该相移量1113来修正取样间隔数据S1109，产生取样脉冲S1111，所以当信号在途中发生了相移时，能瞬间算出相移量，按照该相移量，调整取样间隔值，能在最佳的位置产生取样脉冲，其结果，能提供对由于群延迟等而在传输系统中产生变形的信号，不用增大电路规模就能以更高精度抽取数据的数据信号取样装置。
另外，判定文字广播数据的种类，从该种类和取样时钟的频率产生取样脉冲，所以不仅能与欧洲的文字电视广播，还能与VPS、WSS、日本的文字多道广播、电子编程向导(省略为EPG)、美国的交叉字幕广播对应来进行取样，本实施例5的数据信号取样装置能对应全世界的文字广播方式。
如上所述，根据本发明的数据信号取样装置，从由外部传输的串行输入图象信号中抽取给定数据信号例如叠加在该输入图象信号的垂直回描期间上的文字广播信号，具有以给定频率的取样时钟对所述输入图象信号进行取样，转换为数字图象信号的A/D转换部件；计算用于从所述数字图象信号来判定所述输入图象信号的0或1的限幅电平的限幅电平计算部件；使用所述限幅电平把所述数字图象信号转换为双值化信号的双值化部件；计算用于从所述数字图象信号中抽取所述数据信号的取样间隔值的取样间隔计算部件；检测所述双值化信号的从0变化到1或从1变化到0的点即零交叉点的零交叉点检测部件；根据所述零交叉点来计算所述数据信号的相移量的相移量计算部件；按照所述相移量来计算所述取样间隔值的修正量的修正量计算部件；按照所述修正量进行所述取样间隔值的修正，计算取样间隔值的修正值的取样间隔修正部件；以给定的取样位置为起点，依次计算隔开接近所述取样间隔修正值的间隔而置位的所述双值化信号内的所述数据信号的位置，生成以该数据的位置作为数据取样位置而指定的取样脉冲的取样脉冲发生部件；根据所述取样脉冲，从所述双值化信号中抽取所述数据信号的取样部件。据此，当信号在途中发生了相移时，能瞬间算出相移量，按照该相移量调整取样间隔值，使取样脉冲产生在最佳的位置上，其结果，能提供对由于群延迟等而在传输系统中产生变形的信号，不用增大电路规模就能以更高精度抽取数据的数据信号取样装置。
另外，根据本发明，在所述数据信号取样装置中，包括检测所述数字图象信号的时钟插入期间的CRI检测部件；计算所述时钟插入期间内的所述输入图象信号的时钟插入周期，根据该计算所得的周期来检测所述输入图象信号的文字广播方式种类的文字广播方式检测部件；所述取样间隔计算部件按照所述检测的文字广播方式种类来计算所述取样间隔值。因此，不仅能与欧洲的文字电视广播，还能与VPS、WSS、日本的文字多道广播、电子编程向导(省略为EPG)、美国的交叉字幕广播对应来进行取样，能实现与全世界的文字广播方式对应的数据信号取样装置。
另外，根据本发明的数据信号取样装置，在从由外部传输的串行输入图象信号中抽取给定数据信号例如叠加在该输入图象信号的垂直回描期间上的文字广播信号，具有以给定频率的取样时钟对所述输入图象信号进行取样，转换为数字图象信号的A/D转换部件；计算用于从所述数字图象信号来判定所述输入图象信号的0或1的限幅电平的限幅电平计算部件；使用所述限幅电平把所述数字图象信号转换为双值化信号的双值化部件；计算用于从所述数字图象信号中抽取所述数据信号的取样间隔值的取样间隔计算部件；检测所述双值化信号的从0变化到1或从1变化到0的点即零交叉点的零交叉点检测部件；对所述取样时钟的数的计数的计数部件；按照所述零交叉点的检测，取入所述计数部件的计数值的计数值取入部件；使用由所述计数值取入部件取入的计数值和所述取样间隔值计算信号的相移量，按照该相移量修正所述取样间隔值的运算部件；比较所述运算部件的运算结果和所述计数部件的计数值的比较部件；根据比较部件的输出来产生取样脉冲的取样脉冲发生部件；根据所述取样脉冲从所述双值化信号中抽取所述数据信号的取样部件。据此，当信号在途中发生了相移时，能瞬间算出相移量，按照该相移量调整取样间隔值，使取样脉冲产生在最佳的位置上，其结果，能提供对由于群延迟等而在传输系统中产生变形的信号，不用增大电路规模就能以更高精度抽取数据的数据信号取样装置。
另外，根据本发明，在所述数据信号取样装置中，包括检测所述数字图象信号的时钟插入期间的CRI检测部件；计算所述时钟插入期间内的所述输入图象信号的时钟插入周期，根据该计算所得的周期来检测所述输入图象信号的文字广播方式种类的文字广播方式检测部件；所述取样间隔计算部件按照所述检测的文字广播方式种类来计算所述取样间隔值。因此，不仅能与欧洲的文字电视广播，还能与VPS、WSS、日本的文字多道广播、电子编程向导(省略为EPG)、美国的交叉字幕广播对应来进行取样，能实现与全世界的文字广播方式对应的数据信号取样装置。
另外，根据本发明的数据信号取样装置，在从由外部传输的串行输入图象信号中抽取给定数据信号例如叠加在该输入图象信号的垂直回描期间上的文字广播信号，具有以给定频率的取样时钟对所述输入图象信号进行取样，转换为数字图象信号的A/D转换部件；计算用于从所述数字图象信号来判定所述输入图象信号的0或1的限幅电平的限幅电平计算部件；使用所述限幅电平把所述数字图象信号转换为双值化信号的双值化部件；存储所述双值化信号的存储部件；计算用于从所述数字图象信号中抽取所述数据信号的取样间隔值的取样间隔计算部件；检测存储在所述存储部件中的双值化信号的从0变化到1或从1变化到0的点即零交叉点的零交叉点地址检测部件；按照所述取样间隔值，计算储在所述存储部件中的双值化信号中相当于所述数据信号的取样地址的地址计算部件；使用所述零交叉点地址和所述取样间隔值计算初始地址的初始地址计算部件；计算用于修正所述输入图象信号发生相移时的所述取样地址的地址修正值的地址修正值计算部件；根据所述地址修正值，修正由所述地址计算部件取得的取样地址的地址修正部件；所述存储部件根据由所述地址修正部件修正的取样地址，从所述存储的数字图象信号中抽取所述数据信号。因此，当信号在途中发生了相移时，瞬间检测相移量，通过地址修正值修正该相移量，根据该地址修正值，能抽取存储在RAM等的存储部件中的数字图象信号中的最佳位置的数据，其结果，能提供对由于群延迟等而在传输系统中产生变形的信号，不用增大电路规模就能以更高精度抽取数据的数据信号取样装置。
另外，根据本发明，在所述数据信号取样装置中，包括检测所述数字图象信号的时钟插入期间的CRI检测部件；计算所述时钟插入期间的开始地址和结束地址的CRI地址计算部件；计算所述时钟插入期间内的所述输入图象信号的时钟插入周期，根据该计算出的周期，检测所述输入图象信号的文字广播方式种类的文字广播方式检测部件；所述初始地址计算部件根据所述CRI地址计算部件的输出，计算所述时钟插入期间内的所述零交叉点的初始地址；所述取样间隔计算部件按照所述检测的文字广播方式种类来计算所述取样间隔值。因此，不仅能与欧洲的文字电视广播，还能与VPS、WSS、日本的文字多道广播、电子编程向导(省略为EPG)、美国的交叉字幕广播对应来进行取样，能实现与全世界的文字广播方式对应的数据信号取样装置。
另外，根据本发明的数据信号取样装置，在从由外部传输的串行输入图象信号中抽取给定数据信号例如叠加在该输入图象信号的垂直回描期间上的文字广播信号，具有以给定频率的取样时钟对所述输入图象信号进行取样，转换为数字图象信号的A/D转换部件；通过进行内插使所述输入图象信号的数据量变为α倍(α为整数)，生成内插数据的内插部件；计算用于从所述数字图象信号来判定所述输入图象信号的0或1的限幅电平的限幅电平计算部件；使用所述限幅电平，把所述数字图象信号和所述内插数据转换为双值化信号的双值化部件；计算用于从所述数字图象信号中抽取所述数据信号的取样间隔值的取样间隔计算部件；检测所述数字图象信号的双值化信号和所述内插数据的双值化信号的从0变化到1或从1变化到0的点即零交叉点的零交叉点检测部件；根据所述零交叉点来计算所述数据信号的相移量的相移量计算部件；按照所述相移量来计算所述取样间隔值的修正量的修正量计算部件；按照所述修正量进行所述取样间隔值的修正，计算取样间隔值的修正值的取样间隔修正部件；以给定的取样位置为起点，依次计算隔开接近所述取样间隔修正值的间隔而置位的所述数字图象信号的双值化信号和所述内插数据的双值化信号内的所述数据信号的位置，生成以该数据的位置作为数据取样位置而指定的取样脉冲的取样脉冲发生部件；根据所述取样间隔修正值，生成用于选择所述数字图象信号的双值化信号或所述内插数据的双值化信号中的任意一种的数据选择脉冲的数据选择脉冲发生部件；根据所述数据选择脉冲来选择所述双值化信号的任意一种的数据选择部件；根据所述取样脉冲，从由所述数据选择部件选择的双值化信号中抽取所述数据信号的取样部件。据此，当信号在途中发生了相移时，能瞬间算出相移量，按照该相移量调整取样间隔值，使取样脉冲产生在最佳的位置上，其结果，能提供对由于群延迟等而在传输系统中产生变形的信号，不用增大电路规模就能以更高精度抽取数据的数据信号取样装置。
另外，根据本发明，在所述数据信号取样装置中，包括检测所述数字图象信号的时钟插入期间的CRI检测部件；计算所述时钟插入期间内的所述输入图象信号的时钟插入周期，根据该计算所得的周期来检测所述输入图象信号的文字广播方式种类的文字广播方式检测部件；所述取样间隔计算部件按照所述检测的文字广播方式种类来计算所述取样间隔值。因此，不仅能与欧洲的文字电视广播，还能与VPS、WSS、日本的文字多道广播、电子编程向导(省略为EPG)、美国的交叉字幕广播对应来进行取样，能实现与全世界的文字广播方式对应的数据信号取样装置。
另外，根据本发明的数据信号取样装置，在从由外部传输的串行输入图象信号中抽取给定数据信号例如叠加在该输入图象信号的垂直回描期间上的文字广播信号，具有以给定频率的取样时钟对所述输入图象信号进行取样，转换为数字图象信号的A/D转换部件；计算用于从所述数字图象信号来判定所述输入图象信号的0或1的限幅电平的限幅电平计算部件；使用所述限幅电平把所述数字图象信号转换为双值化信号的双值化部件；计算用于从所述数字图象信号中抽取所述数据信号的取样间隔值的取样间隔计算部件；使用所述数字图象信号和所述限幅电平，检测所述数字图象信号以所述限幅电平相交的零交叉点位置的零交叉点位置检测部件；根据所述零交叉点位置，计算所述数据信号的相移量的相移量计算部件；按照所述相移量来计算所述取样间隔值的修正量的修正量计算部件；按照所述修正量进行所述取样间隔的修正，计算取样间隔修正值的取样间隔修正部件；以给定的取样位置为起点，依次计算隔开接近所述取样间隔修正值的间隔而置位的所述双值化信号内的所述数据信号的位置，生成以该数据的位置作为数据取样位置而指定的取样脉冲的取样脉冲发生部件；根据所述取样脉冲，从所述双值化信号中抽取所述文字广播信号的取样部件。据此，当信号在途中发生了相移时，能瞬间算出相移量，按照该相移量调整取样间隔值，使取样脉冲产生在最佳的位置上，其结果，能提供对由于群延迟等而在传输系统中产生变形的信号，不用增大电路规模就能以更高精度抽取数据的数据信号取样装置。
另外，根据本发明，在所述数据信号取样装置中，包括检测所述数字图象信号的时钟插入期间的CRI检测部件；计算所述时钟插入期间内的所述输入图象信号的时钟插入周期，根据该计算所得的周期来检测所述输入图象信号的文字广播方式种类的文字广播方式检测部件；所述取样间隔计算部件按照所述检测的文字广播方式种类来计算所述取样间隔值。因此，不仅能与欧洲的文字电视广播，还能与VPS、WSS、日本的文字多道广播、电子编程向导(省略为EPG)、美国的交叉字幕广播对应来进行取样，从而能实现与全世界的文字广播方式对应的数据信号取样装置。
权利要求
1.一种数据信号取样装置，从由外部串行传送的输入图象信号中抽取给定的数据信号，其特征在于包括以给定频率的取样时钟对所述输入图象信号进行取样，转换为数字图象信号的A/D转换部件；计算用于从所述数字图象信号来判定所述输入图象信号的0或1的限幅电平的限幅电平计算部件；使用所述限幅电平把所述数字图象信号转换为双值化信号的双值化部件；计算用于从所述数字图象信号中抽取所述数据信号的取样间隔值的取样间隔计算部件；检测所述双值化信号的从0变化到1或从1变化到0的点即零交叉点的零交叉点检测部件；根据所述零交叉点来计算所述数据信号的相移量的相移量计算部件；按照所述相移量来计算所述取样间隔值的修正量的修正量计算部件；按照所述修正量进行所述取样间隔值的修正，计算取样间隔修正值的取样间隔修正部件；以给定的取样位置为起点，依次计算隔开接近所述取样间隔修正值的间隔而置位的所述双值化信号内的所述数据信号的位置，生成以该数据的位置作为数据取样位置而指定的取样脉冲的取样脉冲发生部件；根据所述取样脉冲，从所述双值化信号中抽取所述数据信号的取样部件。
2.根据权利要求1所述的数据信号取样装置，其特征在于所述数据信号是叠加在所述输入图象信号的垂直回描期间上的文字广播信号。
3.根据权利要求1所述的数据信号取样装置，其特征在于所述取样间隔计算部件检测用于从所述数字图象信号来进行与所述数据信号的传输时钟取得同步的传输时钟同步取得期间，在该检测的传输时钟同步取得期间内，根据所述传输时钟的周期来计算所述数据信号的取样间隔值。
4.根据权利要求1所述的数据信号取样装置，其特征在于所述相移量计算部件通过取得所述零交叉点和位于所述零交叉点之前的所述取样脉冲的差分，来计算取样时钟数，把该取样时钟数作为相移量。
5.根据权利要求1所述的数据信号取样装置，其特征在于所述修正量计算部件通过取得由所述相移量计算部件取得的相移量和由所述取样间隔计算部件取得的取样间隔值的1/2的值的差分，来计算所述修正量。
6.根据权利要求1所述的数据信号取样装置，其特征在于所述取样间隔修正部件通过对所述取样间隔值加上或减去所述修正量，来计算所述取样间隔修正值。
7.根据权利要求1所述的数据信号取样装置，其特征在于包括检测所述数字图象信号的时钟插入期间的CRI检测部件；计算所述时钟插入期间内的所述输入图象信号的时钟插入周期，根据该计算所得的周期来检测所述输入图象信号的文字广播方式种类的文字广播方式检测部件；所述取样间隔计算部件按照所述检测的文字广播方式的种类来计算所述取样间隔值。
8.一种数据信号取样装置，从由外部串行传送的输入图象信号中抽取给定的数据信号，其特征在于包括以给定频率的取样时钟对所述输入图象信号进行取样，转换为数字图象信号的A/D转换部件；计算用于从所述数字图象信号来判定所述输入图象信号的0或1的限幅电平的限幅电平计算部件；使用所述限幅电平把所述数字图象信号转换为双值化信号的双值化部件；计算用于从所述数字图象信号中抽取所述数据信号的取样间隔值的取样间隔计算部件；检测所述双值化信号的从0变化到1或从1变化到0的点即零交叉点的零交叉点检测部件；对所述取样时钟的数量进行计数的计数部件；按照所述零交叉点的检测来取入所述计数部件的计数值的计数值取入部件；使用由所述计数值取入部件取入的计数值和所述取样间隔值来计算信号的相移量，按照该相移量来修正所述取样间隔值的运算部件；比较所述运算部件的运算结果和所述计数部件的计数值的比较部件；根据比较部件的输出来产生取样脉冲的取样脉冲发生部件；根据所述取样脉冲，从所述双值化信号中抽取所述数据信号的取样部件。
9.根据权利要求8所述的数据信号取样装置，其特征在于所述数据信号是叠加在图象信号的垂直回描期间上的文字广播信号。
10.根据权利要求8所述的数据信号取样装置，其特征在于所述取样间隔计算部件检测用于从所述数字图象信号来进行与所述数据信号的传输时钟取得同步的传输时钟同步取得期间，在该检测的传输时钟同步取得期间内，根据所述传输时钟的周期来计算所述数据信号的取样间隔值。
11.根据权利要求8所述的数据信号取样装置，其特征在于所述计数部件通过所述取样脉冲的输入而被复位。
12.根据权利要求8所述的数据信号取样装置，其特征在于所述运算部件把由所述计数值取入部件取入的计数值和所述取样间隔值的1/2的值的差分值作为相移量，通过对所述取样间隔值加上或减去该相移量来计算取样间隔修正值，使用该取样间隔修正值来进行所述取样间隔值的修正。
13.根据权利要求8所述的数据信号取样装置，其特征在于所述比较部件比较由所述计数部件取得的计数值和由所述运算部件取得的取样间隔修正值，当所述计数值和所述取样间隔修正值一致时，产生比较脉冲，向所述取样脉冲发生部件输出。
14.根据权利要求8所述的数据信号取样装置，其特征在于包括检测所述数字图象信号的时钟插入期间的CRI检测部件；计算所述时钟插入期间内的所述输入图象信号的时钟插入周期，根据该计算所得的周期来检测所述输入图象信号的文字广播方式种类的文字广播方式检测部件；所述取样间隔计算部件按照所述检测的文字广播方式种类来计算所述取样间隔值。
15.一种数据信号取样装置，在从由外部串行传送的输入图象信号中抽取给定的数据信号，其特征在于包括以给定频率的取样时钟对所述输入图象信号进行取样，转换为数字图象信号的A/D转换部件；计算用于从所述数字图象信号来判定所述输入图象信号的0或1的限幅电平的限幅电平计算部件；使用所述限幅电平把所述数字图象信号转换为双值化信号的双值化部件；存储所述双值化信号的存储部件；计算用于从所述数字图象信号中抽取所述数据信号的取样间隔值的取样间隔计算部件；检测存储在所述存储部件中的双值化信号的从0变化到1或从1变化到0的点即零交叉点的地址的零交叉点地址检测部件；按照所述取样间隔值来计算储存在所述存储部件中的双值化信号中相当于所述数据信号的取样地址的地址计算部件；使用所述零交叉点地址和所述取样间隔值来计算初始地址的初始地址计算部件；计算用于修正所述输入图象信号发生相移时的所述取样地址的地址修正值的地址修正值计算部件；根据所述地址修正值来修正由所述地址计算部件取得的取样地址的地址修正部件；所述存储部件根据由所述地址修正部件修正的取样地址，从所述存储的数字图象信号中抽取所述数据信号。
16.根据权利要求15所述的数据信号取样装置，其特征在于所述数据信号是叠加在所述输入图象信号的垂直回描期间上的文字广播信号。
17.根据权利要求15所述的数据信号取样装置，其特征在于所述取样间隔计算部件检测用于从所述数字图象信号来进行与所述数据信号的传输时钟取得同步的传输时钟同步取得期间，在该检测的传输时钟同步取得期间内，根据所述传输时钟的周期来计算所述数据信号的取样间隔值。
18.根据权利要求15所述的数据信号取样装置，其特征在于所述初始地址计算部件通过从所述零交叉点地址加上所述取样间隔值的1/2的值，来计算所述初始地址。
19.根据权利要求15所述的数据信号取样装置，其特征在于所述地址修正值计算部件通过取得由所述地址计算部件获得的所述取样地址和所述零交叉点地址的差分，来计算所述地址修正值。
20.根据权利要求15所述的数据信号取样装置，其特征在于所述地址修正部件通过对由所述地址计算部件取得的所述取样地址加上或减去所述地址修正值，来进行所述取样地址的修正。
21.根据权利要求15所述的数据信号取样装置，其特征在于包括检测所述数字图象信号的时钟插入期间的CRI检测部件；计算所述时钟插入期间的开始地址和结束地址的CRI地址计算部件；计算所述时钟插入期间内的所述输入图象信号的时钟插入周期，根据该计算出的周期来检测所述输入图象信号的文字广播方式种类的文字广播方式检测部件；所述初始地址计算部件根据所述CRI地址计算部件的输出，来计算所述时钟插入期间内的所述零交叉点的初始地址；所述取样间隔计算部件按照所述检测的文字广播方式种类来计算所述取样间隔值。
22.一种数据信号取样装置，从由外部串行传送的输入图象信号中抽取给定的数据信号，其特征在于包括以给定频率的取样时钟对所述输入图象信号进行取样，转换为数字图象信号的A/D转换部件；通过进行内插使所述输入图象信号的数据量变为α倍，来生成内插数据的内插部件；计算用于从所述数字图象信号来判定所述输入图象信号的0或1的限幅电平的限幅电平计算部件；使用所述限幅电平，把所述数字图象信号和所述内插数据转换为双值化信号的双值化部件；计算用于从所述数字图象信号中抽取所述数据信号的取样间隔值的取样间隔计算部件；检测所述数字图象信号的双值化信号和所述内插数据的双值化信号的从0变化到1或从1变化到0的点即零交叉点的零交叉点检测部件；根据所述零交叉点来计算所述数据信号的相移量的相移量计算部件；按照所述相移量来计算所述取样间隔值的修正量的修正量计算部件；按照所述修正量来进行所述取样间隔值的修正，计算取样间隔修正值的取样间隔修正部件；以给定的取样位置为起点，依次计算隔开接近所述取样间隔修正值的间隔而置位的所述数字图象信号的双值化信号和所述内插数据的双值化信号内的所述数据信号的位置，生成以该数据的位置作为数据取样位置而指定的取样脉冲的取样脉冲发生部件；根据所述取样间隔修正值生成用于选择所述数字图象信号的双值化信号或所述内插数据的双值化信号中的任意一种的数据选择脉冲的数据选择脉冲发生部件；根据所述数据选择脉冲来选择所述双值化信号的任意一种的数据选择部件；根据所述取样脉冲，从由所述数据选择部件选择的双值化信号中抽取所述数据信号的取样部件；所述α为整数。
23.根据权利要求22所述的数据信号取样装置，其特征在于所述数据信号是叠加在所述输入图象信号的垂直回描期间上的文字广播信号。
24.根据权利要求22所述的数据信号取样装置，其特征在于所述取样间隔计算部件检测用于从所述数字图象信号来进行与所述数据信号的传输时钟取得同步的传输时钟同步取得期间，在该检测的传输时钟同步取得期间内，根据所述传输时钟的周期来计算所述数据信号的取样间隔值。
25.根据权利要求22所述的数据信号取样装置，其特征在于所述相移量计算部件通过取得所述零交叉点和位于所述零交叉点之前的所述取样脉冲的差分来计算取样时钟数，把该取样时钟数的α倍作为所述相移量。
26.根据权利要求22所述的数据信号取样装置，其特征在于所述修正量计算部件通过取得由所述相移量计算部件取得的相移量和由所述取样间隔计算部件取得的取样间隔值的1/2的值的差分，来计算所述修正量。
27.根据权利要求22所述的数据信号取样装置，其特征在于所述取样间隔修正部件通过对所述取样间隔值加上或减去所述修正量，来计算所述取样间隔修正值。
28.根据权利要求22所述的数据信号取样装置，其特征在于包括检测所述数字图象信号的时钟插入期间的CRI检测部件；计算所述时钟插入期间内的所述输入图象信号的时钟插入周期，根据该计算所得的周期来检测所述输入图象信号的文字广播方式种类的文字广播方式检测部件；所述取样间隔计算部件按照所述检测的文字广播方式种类来计算所述取样间隔值。
29.一种数据信号取样装置，从由外部串行传送的输入图象信号中抽取给定的数据信号，其特征在于包括以给定频率的取样时钟对所述输入图象信号进行取样，转换为数字图象信号的A/D转换部件；计算用于从所述数字图象信号来判定所述输入图象信号的0或1的限幅电平的限幅电平计算部件；使用所述限幅电平把所述数字图象信号转换为双值化信号的双值化部件；计算用于从所述数字图象信号中抽取所述数据信号的取样间隔值的取样间隔计算部件；使用所述数字图象信号和所述限幅电平，检测所述数字图象信号以所述限幅电平相交的零交叉点位置的零交叉点位置检测部件；根据所述零交叉点位置来计算所述数据信号的相移量的相移量计算部件；按照所述相移量来计算所述取样间隔值的修正量的修正量计算部件；按照所述修正量来进行所述取样间隔的修正，计算取样间隔修正值的取样间隔修正部件；以给定的取样位置为起点，依次计算隔开接近所述取样间隔修正值的间隔而置位的所述双值化信号内的所述数据信号的位置，生成以该数据的位置作为数据取样位置而指定的取样脉冲的取样脉冲发生部件；根据所述取样脉冲，从所述双值化信号中抽取所述数据信号的取样部件。
30.根据权利要求29所述的数据信号取样装置，其特征在于所述数据信号是叠加在所述输入图象信号的垂直回描期间上的文字广播信号。
31.根据权利要求29所述的数据信号取样装置，其特征在于所述取样间隔计算部件检测用于从所述数字图象信号来进行与所述数据信号的传输时钟取得同步的传输时钟同步取得期间，在该检测的传输时钟同步取得期间内，根据所述传输时钟的周期来计算所述数据信号的取样间隔值。
32.根据权利要求29所述的数据信号取样装置，其特征在于所述相移量计算部件通过取得所述零交叉点位置和位于所述零交叉点位置之前的所述取样脉冲的差分来计算取样时钟数，把该计算出的取样时钟数作为相移量。
33.根据权利要求29所述的数据信号取样装置，其特征在于所述修正量计算部件通过取得由所述相移量计算部件取得的相移量和由所述取样间隔计算部件取得的取样间隔值的1/2的值的差分，来计算所述修正量。
34.根据权利要求29所述的数据信号取样装置，其特征在于所述取样间隔修正部件通过对所述取样间隔值加上或减去所述修正量，来计算所述取样间隔修正值。
35.根据权利要求29所述的数据信号取样装置，其特征在于包括检测所述数字图象信号的时钟插入期间的CRI检测部件；计算所述时钟插入期间内的所述输入图象信号的时钟插入周期，根据该计算所得的周期来检测所述输入图象信号的文字广播方式种类的文字广播方式检测部件；所述取样间隔计算部件按照所述检测的文字广播方式种类来计算所述取样间隔值。
全文摘要
本发明公开了一种数据信号取样装置，通过相移量计算电路(13)计算出相移量(S13)，根据该相移量(S13)的大小，通过修正量计算电路(14)来计算修正量(S14)，按照该修正量，在取样间隔修正电路(10)中对取样间隔值(S9)进行修正，根据该取样间隔修正值(S10)，在取样脉冲生成电路(11)中生成取样脉冲(S11)，据此来从双值化信号(S8)中抽取数据。即使发生相移等也能对串行传输的数据信号进行正确的数据取样。
文档编号H04N7/025GK1449193SQ0310863
公开日2003年10月15日 申请日期2003年4月1日 优先权日2002年4月1日
发明者葛本惠一, 松村俊浩, 铃木章宏, 影山敦久 申请人:松下电器产业株式会社