专利名称：Dtv接收机的载波还原装置的制作方法
技术领域：
本发明是关于数字电视(DTV)接收机的，具体地说，本发明是关于VSB方式DTV接收机的载波还原装置的。
背景技术：
一般来说，美国和韩国国内所使用的数字电视(例如HDTV)传输方式标准—大联盟(Grand Alliance)的VSB方式是在对信号进行振幅调制时，对以载波为中心所产生的上下两个边带中一侧边带信号存在大的衰减时剩余的部分进行调制。
即，只取基带一面的侧波带频谱，将其移作通带，并进行传输，它是有效使用带域方式中的一种。
在进行VSB调制时，如果基带(base band)的DC频谱被移作通带(pass band)的话，便变成了音调频谱，这种信号通常被称为导航(pilot)信号。即，广播电视局在进行VSB调制时，为了使接收机能够对信号进行解调，便带着导航信号发射到空中。
图1是ATSC方式中运用VSB调制方式的发射装置普通构成框图。它由以下各部分所构成随机发生器101；RS-编码器(Reed-solomonEncoder)102；数据数字复用器(data Interleaver)103；格子编码器104；多路器105；导航信号插入装置106；VSB调制装置107和RF上转换器108。
随机发生器(Randomizer)101为了生成空白符号，对输入数据进行随机化，并输入到RS-编码器(Reed-solomon Encoder)102中，RS-编码器102为了进行内侧和外侧信道编码，对随机输入的数据进行R-S符号化，在添加进20字节(byte)的奇偶校验码符号后，输出到数据数字复用器103中。
数据数字复用器103按照特定的格式对经过R-S符号化的数据进行交错，并输出到格子编码器104中，格子编码器104将交错的信号从字节(byte)转换为符号(symbol)，进行格子符号化后，输入到多路器105中。上述多路器105将经过格子符号化后的符号列中的每段每帧中都混合进段(segment)同步信号和区(field)同步信号，并制成帧后，输出到导航信号插入装置106中。导航信号插入装置106将DC数值的导航信号插入到变成帧的发送符号中，并输出到VSB调制装置107中。
上述随机发生器101、RS-编码器(Reed-solomon Encoder)102、数据数字复用器103、格子编码器104；多路器105、导航信号插入装置106的构成便是信道编码器(channel encoder)。
上述信道编码器输出的经过编码的数字信号通过VSB调制装置107被调制成带幅为6MHZ的VSB中频信号。经过RF上转换器108被转换为RF通带信号后，通过发射天线109被传输出去。
图2是显示上述VSB调制方式的构成图。它由以下各部分所构成复数滤波器201；中频调制装置202和减法器203。
为了进行VSB调制，上述信道编码器输出的经过符号的数字信号被输入到复数滤波器201中。经过符号的数字信号如果通过复数滤波器201的话，I、Q信号的频率模样便被转变成能够进行VSB调制的信号模样。
上述中频调制装置202将复数滤波器201所输出的I、Q信号分别调制成中频信号(fc)后，将它输入到减法器203中。上述减法器203进行从中频I信号中减去中频Q信号的运算，从而获取带幅为65MHZ的VSB中频信号。
同时，VBS调制装置107所输出的信号经过上述R-S上转换器108被转换成RF通带信号后，通过发射天线109被传输出去。
上述发射装置所产生的信号通过传输信道被输入到DTV接收机中。
图3是显示美国型DTV接收机的构成框图。
如果被调制成VSB方式的RF(Radio Frequency)信号通过天线301被接收，利用调谐器(tuner)302，用户只选择了所需要的特定信道频率后，便将上述信道频率中具有的RF带宽VSB信号下调为中频带宽，并跳过其它信道信号。
同时，将任意信道频道转换为IF通带信号的调谐器302所输出的信号通过具有除去临近信道信号和除去杂信号功能的表面声波(Surface Acoustic WaveSAW)滤波器303。
此时，作为数字电视信号的一个实例，44MHZ中频中的6MHZ带宽内存在着所有信息，所以表面声波滤波器303只将调谐器302输出的信号中存在信息的6MHZ带宽的信号留下来，消除掉其余所有区间后，输出到中频处理装置304中。
中频处理装置304为了使输入到后端的A/D转换器305中的信号的大小始终相同，便对上述SAW滤波器303输出的信号中已经计算了的增益(gain)数值进行乘法运算。因此，上述中频处理装置304输入到A/D转换器305中的信号的大小始终是相同的，A/D转换器305将此信号转换为数字信号。
被上述A/D转换器305转换为数字信号的通带信号在载波还原装置306中被转换为基带信号。被转换为基带信号的信号中所存在的在发射端为了进行载波调制而加入的导航信号频率被变化为0HZ的DC成份。在这里，所生成的DC成份在载波还原装置306中完成其所有作用，通过DC消除器307被消除掉。
同步装置308从上述DC消除器307所输出的信号中提取出传输信号中存在的同步信号，并对信号时钟进行还原，提取出同步信号区间的信息。这样求出来的同步信号区间信息被后端的信道均衡器309、相位追踪器310和FEC装置311所使用。
另一方面，通过上述DC消除器307被除去了DC成份的信号为了除去传输信道和接收机内的模拟装置内所存在的线性杂音而通过信道均衡器309。同时，相位追踪器310除去上述调谐器302引起的残留相位杂音，并输出到FEC装置311。上述FEC装置311利用同步信号，从已经除去了相位杂音的信号中还原发射信号，并以传输数据流(TransPort StreamTP Stream)的形态输出。
这些运行步骤如果结束的话，DTV内的接收端作用便完全结束。接收端从发射端所接收的信号以与原信号相同的传输数据流(TP Stream)的形态被传输到视频和音频处理装置中去。
图4是显示现在韩国和美国DTV规格中定义的空中波信号频率特性图。
各信道的中心频率(fc)和导航(pilot)频率(fp)虽然各不相同，在这里，中心频率被标记为fc，导航频率为标记为fp。
例如，各地波信道的带宽幅度6MHZ的最中间频率便是中心频率(fc)，传输信号上载波信号所存在的频率是导航频率(fp)。在这里，使用导航这个词语来代替载波是为了使传输中的模拟TV信号不受DTV信号的影响，而使载波信号的大小降到非常小(大约13dB)。
因此，DTV接收机内的载波还原装置109能够对传输信号频率上存在的导航频率(fp)位置进行正确还原，并将共转换为基带信号。
现在，载波还原装置306的最普通算法如图5所示，被称为DFPLL(Digital Frequency Loop Lock)。其电路构成简单，且功能十分优秀，因此被广泛使用。即，具有DFPLL构成的载波还原装置306将A/D转换装置305所输出的通带I、Q信号解调成基带I、Q信号，并对频率和相位进行锁定(locking)。
上述DFPLL在完成了消除掉接收信号载波成份和接收机本身标准载波成份的频率差异的FLL(Frequency Locked Loop，频锁回路)过程后，便进行对消除了频率差异的上述两个载波信号间的相位误差进行消除的PLL(Phase Locked Loop，相锁回路)过程。
图5是依据原有技术的载波还原装置构成框图。
参照图5可知，上述A/D转换装置305所输出的数字化信号被输入到相位分割装置501中，与I、Q信号相乘，分离出I、Q成份后，输入到复数乘法器502中。上述复数乘法器502对通过复数振荡器(Numerically Controlled OscillatorNCO)505输入的经过载波还原的复数载波，即，正弦波(SIN)和余弦波(COS)，和经过上述相位分割装置501所输入的通带I、Q信号分别进行相乘，将通带I、Q信号分别转化为基带I、Q信号。
基带I、Q信号在被输入到后端的DC消除器307的同时，为了进行载波还原，而被输入到载波还原装置306的频率相位误差感知装置(Frequency Phase Error DetectorFPED)503中。
上述FPED503由第1，第2低通滤波器503a、503b、迟延器503c、符号提取器503d和乘法器503e所构成。
上述复数乘法器502所输出的I信号被输出到FPED503的第1低通滤波器503a中，基带Q信号被输入到第2低通滤波器503b中。
此时，在用于载波还原的载波还原装置306中的6MHZ带宽幅度中只有存在导航频率(fp)的频率周围信号才是必需的。因此，上述第1、第2低通滤波器503a、503b便从I、Q信号中将存在数据成份的其它频率成份除去，从而依靠数据来防止载波还原装置的性能下降。
即基带的I，Q信号中导航信号变成DC成份。更严密地说，是变成了DC成份周围的频率成份。这是通过所输入信号的载波频率成份和NCO505所生成的载波频率成份间的差异所发生的。因此，只要有DC周围的成份，就能够进行载波还原，所以除了DC成份周围的信号剩余的数据成份通过第1、第2低通滤波器503a、503b被除去了。
上述第1低通滤波器503a的输出信号被输入到迟延器503c中。上述迟延器503c使已经除去数据成份的I信号具有了一定的时间迟延，并输入到符号提取器503d中。此时，上述第1低通滤波器503a所输出的导航成份的I信号通过迟延器503c，如果DC成份没能正确地变成导航的话，便会产生与之相当的相位误差。因此，上述迟延器503c使所输入的通带信号的导航频率成份和NCO505的载波频率成份之间的差异转换为相位误差的形态，并输入到符号提取器503d中。
上述符号提取器503d提取出上述迟延器503c所输入的信号符号，以1或者是-1的形态输入到上述乘法器503e中。上述乘法器503e将上述I信号的符号和除去了数据成份的Q信号进行相乘后，作为相位误差输入到回路滤波器504中。
由此，回路滤波器504将所输入的相位误差进行过滤和累计，并输入到NCO505中，上述NCO505在上述回路滤波器504所输入的信号中生成复数载波(COS，SIN)，并输入到上述复数乘法器502中。
经过这种过程，上述复数载波与以前相比变成了与所输入信号载波频率成份更加相近的信号。如果反复进行这种过程的话，NCO505便会生成与所输入信号载波频率成份几乎一样的信号，并输入到复数乘法器502中，复数乘法器502将通带信号转变成所需要的基带信号。
即，如果所输入的通带中存在的载波信号成份的导航频率和NCO505生成的载波信号的频率成份如果正确一致的话，FLL过程便结束了。
但是，在实际情况下，NCO505的自然特性和传输线路特性的影响使其不仅具有了互相相似的频率成份，而且使两个载波信号的频率不能完全一致。因此，载波还原装置对互相不一致的频率成份进行修正，变成NCO505的频率成份，以使两个载波信号的频率一致。
在FLL结束之前，上述符号提取器503d反复加入1和-1，并进行输出，但是一旦FLL结束的话，便不继续输出1或者是-1中任意一个信号。
这样，符号提取器506如果输出一定的信号的话，上述第1低通滤波器503a、迟延器503c、符号提取器503d便不进行操作，只是第2低通滤波器503b运行。即，如果FLL过程结束的话，便自动进行除去两个载波信号间相位误差的PLL(Phase Locked Loop，相锁回路)过程。
这种DFPLL算法与简单构成相比，其捕捉信号的性能是显著的，并且它还有使系统稳定性提高的优点。
图6a至图6c是用来说明依据原有技术的载波还原装置的FLL运行原理的信号波型图。
图6a至图6c中的A(t)，B(t)，B′(t)，B″(t)，C(t)分别是图5中的第1低通滤波器503a、第2低通滤波器503b、迟延器503c、符号提取器503d和乘法器503e。
图6a是指在载波还原装置306的输入频率(fc)和NCO505的输出频率(f′c)相同时(fc＝f′c)，第2低通滤波器503b所输出的信号以余弦(cosine)信号形态输入，而第1低通滤波器503a所输出的信号是以正弦(sine)信号形态输入。
因为载波还原装置306的输入频率(fc)和NCO505的输出频率(f′c)相同，迟延器503c迟延时间数值将上述第1低通滤波器503a输出的信号照原样输出。即，第1低通滤波器503a所输出的信号B(t)和迟延器503c所输出的信号B′(t)相位是相同的。
同时，上述迟延器503c所输出的信号B′(t)通过符号提取器503d来判别信号的符号，从0至180输出的是1的信号，从180至360输出的是-1的信号。
因此，通过乘法器503e使符号提取器503d和第2低通滤波器503b进行相乘的信号C(t)轮番加入正数和负数并输出，FPED503输出具有0的DC数值的信号。
同时，图6b是指在载波还原装置306的输入频率(fc)比NCO505的输出频率(f′c)小的时候(fc＜f′c)，第2低通滤波器503b所输出的信号以余弦(cosine)信号形态输入，而第1低通滤波器503a所输出的信号是以正弦(sine)信号形态输入。
因为载波还原装置306的输入频率(fc)比NCO505的输出频率(f′c)小，迟延器503c将fc和之间差异转换为相位误差形态后进行输出。在图6b的例子中，上述迟延器503c使上述第1低通滤波器503a的输出信号B(t)迟延-90度后的信号B′(t)输出。
同时，上述迟延器503c所输出的信号B′(t)通过符号提取器503d来判别信号的符号，从0至90度输出的是-1，从90度从270度是1，从270度至360度输出的是-1的信号。
因此，通过乘法器503e使符号提取器503d和第2低通滤波器503b进行相乘的信号C(t)一般成为负数值，FPED503输出具有负数(-)DC数值的信号。
同时，图6c是指在载波还原装置306的输入频率(fc)比NCO505的输出频率(f′c)大的时候(fc＞f′c)，第2低通滤波器503b所输出的信号以余弦(cosine)信号形态输入，而第1低通滤波器503a所输出的信号是以正弦(sine)信号形态输入。
此时，因为载波还原装置306的输入频率(fc)比NCO505的输出频率(f′c)大，迟延器503c将fc和之间差异转换为相位误差形态后进行输出。在图6c的例子中，上述迟延器503c使上述第1低通滤波器503a的输出信号B(t)迟延+90度后的信号B′(t)输出。
同时，上述迟延器503c所输出的信号B′(t)通过符号提取器503d来判别信号的符号，从0至90度输出的是1，从90度从270度是-1，从270度至360度输出的是1的信号。
因此，通过乘法器503e使符号提取器503d和第2低通滤波器503b进行相乘的信号C(t)一般成为正数值，所以FPED503输出具有正数(+)DC数值的信号。
如上所述，依据符号提取器503d所输出的信号FLL运行，如果捕捉到信号，导航成份便位于DC中。此时，第1低通滤波器503a便输出频率接近‘0’的一定的DC数值，因此，符号提取器503d依据所输入信号的极性，继续输出+1或者是-1的信号。
由此，FLL模式操作如果结束的话便转换为PLL模式。
现在的系统中继续累积符号提取器503d所输出的数值，并显示出载波还原装置捕捉频率的状态。
即，直到捕捉频率状态前，符号提取器503d的符号仍不断显示出‘+’和‘-’的数值，如果到了捕捉信号状态的话，符号提取器503d的输出便连续输出一定符号数值。由此，累加器(图上未显示)对符号提取器503d所输出的符号数值进行累积，如果达到了一定的临界值以上时，便可以知道已经捕捉到信号了。
图7是用来说明依据原有技术的捕捉载波还原装置频率的方法图。在图中，‘符号判断等级’是指上述符号提取器503d判断信号极性标准的位置，它位于‘0’位置。
同时，‘+临界值’和‘-临界值’是指判断是否锁定(locking)载波还原装置频率的标准位置，这就意味着依靠累加器所累积的符号提取器503d输出的累积数值如果超过‘+临界值’以上的话，便以+极性来捕捉载波还原装置的频率，如果超过‘-临界值’以上的话，便以-极性来捕捉载波还原装置的频率。
图8a和图8b是显示在不存在反常回波的干净信道中依据原有技术的第1，第2低通滤波器输出I、Q信号的波形图。图9a和图9b是显示在不存在反常回波的信道中依据原有技术的符号提取器的输出信号波形图。
如图8a所示，所输入I信号的极性如果是‘+’的话，第1低通滤波器503在首次捕捉之前，连续输出带‘+’和‘-’符号的信号，如果进入捕捉状态后，继续输出比符号判断级别0大的DC导航信号(I信号)，第2低通滤波器504输出位于0数值近处的Q信号。
因此，判断上述第1低通滤波器503所输出信号符号的符号提取器506便如图9a所示，在初期反复输出1和-1，在某一时间点以后，便继续输出数值1。
相反，如图8b所示，所输入I信号的极性如果是‘-’的话，第1低通滤波器503在首次捕捉之前，连续输出带‘+’和‘-’符号的信号，如果进入捕捉状态后，继续输出比符号判断级别0小的DC导航信号(I信号)，第2低通滤波器504输出位于0数值近处的Q信号。
因此，判断上述第1低通滤波器503所输出信号符号的符号提取器506便如图9b所示，在初期反复输出1和-1，在某一时间点以后，便继续输出数值-1。
这样，在信道中不存在反常回波的情况下，符号提取器506根据输入信号的极性继续输出+1或者是-1的信号。
因此，如果FLL模式的操作结束的话，便自动转换为PLL模式。
但是，在信号经过信道导航信号的大小微弱的情况下，第1低通滤波器503针对I信号输出的信号微弱，符号提取器506提取符号便很困难，这种现象利用图10a和图10b便可以说明如下。
图10a和图10b是显示在存在反常回波的信道中依据原有技术的第1低通滤波器的输出信号波形图。图10c是显示在存在反常回波的信道中依据原有技术的符号提取器的输出信号波形图。
图10a是指在I信号极性为+时，第1低通滤波器503输出的信号虽然维持‘+’的平均数值，但因为受反常回波的影响，随着导航信号变得微弱，便继续发生零交错(zero-crossing)现象。
图10b是指在I信号极性为-时，第1低通滤波器503输出的信号虽然维持‘-’的平均数值，但因为受反常回波的影响，随着导航信号变得微弱，便继续发生零交错现象。
因此，判断上述第1低通滤波器503所输出信号符号的符号提取器506便如图10c所示，继续反复输出1和-1，同时很清楚捕捉频率便很困难。
因此，如果系统没有转换到PLL模式的话，便有可能继续停留在FLL模式。
同时，即使转换到PLL模式，对于信道的突然变化，在符号提取器506输出的数值具有不连续的符号的情况下，即在由‘+’向‘-’或者是由‘-’向‘+’转换的情况下，PLL模式又重新转换回FLL模式，捕捉载波还原的性能便又下降了。
发明内容
为了解决上述问题，本发明便应运而生。本发明的目的是提供一种具有如下效果的DTV接收机的载波还原装置能够避免检出由低通滤波器输出信号的0交错所引起的不必要信号，从而能够发挥更加迅速的捕捉频率的性能。
为了实现上述目的，依据本发明的数字电视接收机的载波还原装置具有由以下各部分所构成的特征接收将数字化的通带I、Q信号转换为基带I、Q信号的复数乘法器所输出的基带I信号，并除去导航成份以外的数据成份的第1低通滤波器；除去上述基带Q信号中的数据成份的第2低通滤波器；将上述第1低通滤波器所输出的导航成份I信号转换为DC成份的迟延器；选择由0(zero)、负(-)、正(+)数值所组成的符号判断等级中的任意一个，并以所选择的符号判断等级为标准，来对上述迟延器所输出I信号的符号进行判断的符号提取器；对上述符号提取器所输出的信号进行累加，并依据所累加的数值来向符号提取器输出控制信号，从而使上述符号提取器能够选择符号判断等级中任意一个的累加器；对上述I信号的符号和除去了数据成份的Q信号进行相乘运算，并生成相位误差的乘法器。
优选地，本发明还具有如下特征上述累加器对上述符号提取器的输出信号进行累加的数值如果超过‘+临界值’以上的话，便能够向上述符号提取器输出控制信号，使其能够选择带负号(-)的符号判断等级。
优选地，本发明还具有如下特征上述累加器对上述符号提取器的输出信号进行累加的数值如果低于‘-临界值’以下的话，便能够向上述符号提取器输出控制信号，使其能够选择带正号(+)的符号判断等级。
优选地，本发明还包括如下部分特征对上述乘法器所产生的相位误差进行过滤和累加的回路滤波器；生成与上述回路滤波器输出的信号成比例的复数载波，并将其反馈到上述复数乘法器的复数振荡器。
优选地，本发明还具有如下特征上述迟延器使导航成份的I信号产生一定的时间迟延，从而使上述导航成份的I信号能够正确转换为DC成份。
如上所述，依据本发明的载波还原装置具有如下效果符号提取器的符号判断等级是可以变化的，当接收到信道反常回波所引起的导航信号时，能够避免检出由信号零交错所造成的不必要信号，从而能够发挥更迅速的捕捉频率性能。具体地说，当存在长时间的延迟反常回波信号，低通信号中存在大的图像抖动(pattern jitter)时，能够使捕捉信号的性能得到提高。
同时，它能够使FLL模式稳定化，在信道的突然变化所引起的提取器的数值变化的情况下，不从PLL模式立即转换回FLL模式，从而使系统的捕捉性能增强。
图1是ATSC方式中运用VSB调制方式的发射装置普通构成框图。
图2是显示上述VSB调制方式的构成图。
图3是显示美国型DTV接收机的构成框图。
图4是显示现在韩国和美国DTV规格中定义的空中波信号频率特性图。
图5是依据原有技术的载波还原装置构成框图。
图6a至图6c是用来说明依据原有技术的载波还原装置的FLL运行原理的信号波型图。
图7是用来说明依据原有技术的载波还原装置捕捉信号图。
图8a和图8b是显示在不存在反常回波的干净信道中依据原有技术的第1、第2低通滤波器输出I、Q信号的波形图。
图9a和图9b是显示在不存在反常回波的信道中依据原有技术的符号提取器的输出信号波形图。
图10a和图10b是显示在存在反常回波的信道中依据原有技术的第1低通滤波器的输出信号波形图。
图10c是显示在存在反常回波的信道中依据原有技术的符号提取器的输出信号波形图。
图11是依据本发明的DTV接收机的载波还原装置的构成框图。
图12是用明依据本发明的载波还原装置捕捉频率的图。
图13a和图13b是在存在反常回波的信道中依据本发明的第1低通滤波器的输出信号波形图。
图14a和图14b是在接收图13a和图13b的信号的情况下，依据本发明的符号提取器的输出波形图。
*附图主要部分符号说明*601相位分割装置 602复数乘法器603频率相位误差感知装置 603a第1低通滤波器603b第2低通滤波器 603c迟延器603d符号提取器 603e累加器603f乘法器 604回路滤波器605复数振荡器具体实施方式
参照附图，通过对实例进行详细说明，便能够清楚本发明的其它特性和目的。
下面将参照附图对依据本发明实例的构成和作用进行说明，附图所示以及依据附图的本发明的构成和作用不过是一个实例，但是本发明的思想和其核心构成及作用并不局限于此。
图11是依据本发明的DTV接收机的载波还原装置的构成框图。它由以下各部分所构成将通过VSB解调装置的A/D转换器变成数字化的通带信号分离成I、Q信号的相位分割装置601；在通过上述相位分割装置601输出的通带I、Q信号中乘入实现了载波还原的复数载波(COS，SIN)，使之转换为基带I、Q信号的复数乘法器602；只允许上述复数乘法器602所输出的基带I信号中导航成份的I信号通过的第1低通滤波器603a；从上述复数乘法器602所输出的基带Q信号中除去数据成份的第2低通滤波器603b；使上述第1低通滤波器603a所输出的导航成份I信号产生一定的时间迟延的迟延器603c；具有0(zero)、负(-)、正(+)数值的符号判断等级，选择此符号判断等级中任意一种，并以所选择的符号判断等级为基准，来判断上述迟延器603c所输出的I信号的符号的符号提取器603d；对上述符号提取器603d所输出的信号进行累加运算，依据此运算数值向上述符号提取器603d输入符号判断等级控制信号，使之能够选择符号判断等级中任意一种的累加器603e；对上述符号提取器603d所输出的I信号的符号和上述第2低通滤波器603b所输出的除去了数据成份的Q信号进行相乘，并以相位误差进行输出的乘法器603f；对上述乘法器603f所输出的相位误差进行过滤，并进行累积计算的回路滤波器604；向上述复数乘法器602输入与上述回路滤波器604输出的信号成比例的复数载波(COS，SIN)的NCO(605)。
在这里，上述第1、第2低通滤波器603a、603b、迟延器603c、符号提取器603d、累加器603e和乘法器603f被称为频率相位误差感知装置(FPED)503。
在具有这种构成的本发明中，相位分割装置601将通过A/D转换器变成数字化的通带信号分割为I、Q信号，上述复数乘法器通过NCO605接收实现了载波还原的正弦波(SIN)和余弦波(COS)形态的复数载波，并分别与通过上述相位分割装置601输出的通带I、Q信号相乘，从而使通带I、Q信号转换为基带I、Q信号。
上述基带I、Q信号在被输入到载波还原装置后端的DC消除器的同时，为了进行载波还原，基带I信号被FPED603的第1低通滤波器603a所输出，基带Q信号被FPED603的第2低通滤波器603b所输出。
此时，在载波还原中的6MHZ带宽幅度中只有存在导航频率(fp)的频率周围信号才是必需的。因此，上述第1，第2低通滤波器603a、603b便只允许I、Q信号中存在导航成份的频率成份通过，而除去存在数据成份的其它频率成份。即除DC成份(例如导航周围的信号)外的其余数据成份全部被第1，第2低通滤波器603a、603b除去了。
上述迟延器603c为了使频率误差转换为相位误差，从第1低通滤波器603a中接收除去了数据成份的I信号，并使之产生一定时间迟延后，输入到符号提取器603d中。
上述符号提取器603d以符号判断等级为基准，对从第1低通滤波器603a中接收到的I信号的符号进行判断。
在信道中存在着反常回波，导航信号微弱的情况下，上述第1低通滤波器603a所输出的信号便继续保持零交错(zero-crossing)状态。
但是，在这种情况下，第1低通滤波器603a所输出信号的平均值仍然具有‘+’或者是‘-。这便表示已经判别了NCO605所输出的频率与载波还原装置输入信号的频率相比快或者是慢。
对此，在本发明中，依据第1低通滤波器603a所输出信号的平均值是‘+’值或者是‘-’值，作为符号提取器603d符号判断标准的符号判断等级是可以变化的，从而使上述第1低通滤波器603a所输出信号不与符号判断等级交错，在捕捉到信号后，使符号提取器603d只输出‘+’或者是‘-’中的任意一个。
即，第1低通滤波器603a所输出的信号虽然继续保持零交错状态，但当平均值是‘+’值时，作为符号符号判断标准的符号判断等级便降低为‘-’值，从而使上述第1低通滤波器603a所输出信号不与符号判断等级交错；第1低通滤波器603a所输出的信号虽然继续保持零交错状态，但当平均值是‘-’值时，作为符号符号判断标准的符号判断等级便升高为‘+’值，从而使上述第1低通滤波器603a所输出信号不与符号判断等级交错。
此时，依据上述累加器603e所输出的符号判断等级控制信号，符号判断等级下降为‘-’值或者是升高为‘+’值。
上述符号提取器603d所输出的信号被输入到累加器603e和乘法器603f中。
上述累加器603e对上述符号提取器603d所输出的信号进行累积。上述符号提取器603d所输出的信号即使处于零交错状态，但当其平均值是‘+’值时，上述累加器603e所累积的数值便是‘+’值。相反，上述符号提取器603d所输出的信号即使处于零交错状态，但当其平均值是‘-’值时，上述累加器603e所累积的数值便是‘-’值。
在这里，上述累加器603e对上述符号提取器603d所输出的信号进行累积，当其达到一定临界值以上时，判断是捕捉到了信号，便向上述符号提取器603d输入符号判断等级控制信号，使上述符号提取器603d的符号判断等级降低为‘-’值；另一方面，当上述累加器603e所累积的数值达到一定临界值以下时，判断是捕捉到了信号，便向上述符号提取器603d输入符号判断等级控制信号，使上述符号提取器603d的符号判断等级升高为‘+’值。
如果从上述累加器603e接收到符号判断等级控制信号的话，上述符号提取器603d便将符号判断等级升高为‘+’值或者是降低为‘-’值，此后，便以新的符号判断等级为基准，来判断所输入信号的符号。
另外，上述乘法器603f将上述符号提取器603d所输出的I信号的符号和通过上述第2低通滤波器603b除去了数据成份的Q信号进行相乘后，输入到回路滤波器604中。
上述回路滤波器604将所输入的相位误差进行过滤和累计，并输入到NCO605中，生成与上述NCO605所输出信号成比例的复数载波后，将余弦波(COS)和正弦波(SIN)输入到复数乘法器602中。
经过这种过程，所输入的通带中存在的载波信号成份的导航频率和NCO605所生成的载波信号频率成份信号一致的话，便结束FLL过程，自动转移到PLL过程。
图12是用来说明依据本发明的载波还原装置捕捉频率的图。极性的判断由累加器603e所累积的数值来决定，如果累加器603e所累积的数值超过‘+’极性判断临界数值以上的话，便判断为‘+’极性，向上述符号提取器603d输入符号判断等级控制信号，使上述符号提取器603d的符号判断等级降低为‘-’值；相反，如果累加器603e所累积的数值在‘-’极性判断临界数值以下的话，便判断为‘-’极性，向上述符号提取器603d输入符号判断等级控制信号，使上述符号提取器603d的符号判断等级升高为‘+’值。
‘符号检出等级’是指判断上述符号提取器603d所输入信号极性的标准位置，在判断极性前，它虽然具有零(0)数值，但是累加器603e如果判断极性为‘+’极性时，便下降为‘-’值，当判断极性为‘-’极性时，便上升为‘+’值。
图13a和图13b是在存在反常回波的信道中依据本发明的第1低通滤波器的输出信号波形图。图14a和图14b是在接收图13a和图13b的信号的情况下，依据本发明的符号提取器的输出波形图。
由图13a和图13b可知，第1低通滤波器603a所输出的信号继续维持零交错状态。
图13a的情况是I信号的平均值为‘+’值，符号判断等级下降为‘-’值。因此，上述第1低通滤波器603a在首次捕捉到信号前连续输出具有‘+’和‘-’符号的信号，在进入捕捉到信号状态后，继续输出比符号判断等级大的DC导航信号(I信号)。
因此，对上述第1低通滤波器603a所输出信号的符号进行判断的符号提取器605如图14a所示，在其驱动初期反复输出1和-1，在某一时间点以后，便继续输出+1的数值。
与之相反，图13b的情况是I信号的平均值为‘-’值，符号判断等级上升为‘+’值。因此，上述第1低通滤波器603a在首次捕捉到信号前连续输出具有‘+’和‘-’符号的信号，在进入捕捉到信号状态后，继续输出比符号判断等级小的DC导航信号(I信号)。
因此，对上述第1低通滤波器603a所输出信号的符号进行判断的符号提取器605如图14b所示，在其驱动初期反复输出1和-1，在某一时间点以后，便继续输出-1的数值。
通过上述的说明内容，相关工作人员完全可以在不偏离本项发明技术思想的范围内，进行多样的变更以及修改。
因此，本项发明的技术性范围并不局限于说明书上的内容，必须要根据权利范围来确定其技术性范围。
权利要求
1.数字电视接收机的载波还原装置，其特征在于，其构成包括接收将数字化的通带I、Q信号转换为基带I、Q信号的复数乘法器所输出的基带I信号，并除去导航成份以外的数据成份的第1低通滤波器；除去上述基带Q信号中的数据成份的第2低通滤波器；将上述第1低通滤波器所输出的导航成份I信号转换为DC成份的迟延器；选择由0(zero)、负(-)、正(+)数值所组成的符号判断等级中的任意一个，并以所选择的符号判断等级为标准，来对上述迟延器所输出I信号的符号进行判断的符号提取器；对上述符号提取器所输出的信号进行累加，并依据所累加的数值来向符号提取器输出控制信号，从而使上述符号提取器能够选择符号判断等级中任意一个的累加器；以及对上述I信号的符号和除去了数据成份的Q信号进行相乘运算并生成相位误差的乘法器。
2.如权利要求项1所述的数字电视接收机的载波还原装置，其特征在于，上述累加器对上述符号提取器输出的信号进行累加的数值如果超过‘+临界值’以上的话，便向上述符号提取器输出控制信号，使其能够选择带负号(-)的符号判断等级。
3.如权利要求项1所述的数字电视接收机的载波还原装置，其特征在于，上述累加器对上述符号提取器的输出信号进行累加的数值如果达到‘-临界值’以下的话，便向上述符号提取器输出控制信号，使其能够选择带正号(+)的符号判断等级。
4.如权利要求项1所述的数字电视接收机的载波还原装置，其特征在于，其还包括对上述乘法器所产生的相位误差进行过滤和累加的回路滤波器；以及生成与上述回路滤波器输出的信号成比例的复数载波，并将其反馈到上述复数乘法器的复数振荡器。
5.如权利要求项1所述的数字电视接收机的载波还原装置，其特征在于，上述迟延器使导航成份的I信号产生一定的时间迟延，从而使上述导航成份的I信号能够正确转换为DC成份。
全文摘要
本发明是关于VSB方式DTV接收机的载波还原装置的。符号提取器检出I信号符号的符号判断标准－－符号判断等级是可以变化的，当接收到信道反常回波所引起的微弱导航信号时，能够避免检出由信号零交错所造成的不必要信号，从而能够发挥更迅速的捕捉频率性能。具体地说，当存在长时间的延迟反常回波信号，低通信号中存在大的图像抖动(pattern jitter)时，能够使捕捉信号的性能得到提高。
文档编号H04L27/06GK1777245SQ20041008420
公开日2006年5月24日 申请日期2004年11月16日 优先权日2004年11月16日
发明者金德 , 洪性龙 申请人:上海乐金广电电子有限公司