接收时刻计测装置以及使用该装置的距离计测装置的制作方法

专利名称：接收时刻计测装置以及使用该装置的距离计测装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及对发送信号的接收时刻进行计测的接收时刻计测装置，特别涉及不扩大占有频带带宽、且能够高精度地计测接收时刻的接收时刻计测装置。并且，涉及使用了该接收时刻计测装置的距离计测装置。
背景技术：
在对从发送装置到接收装置的电波传播时间进行计测，来计算距离的距离计测装置中，需要计测接收装置中的电波的接收时刻。
作为电波的接收时刻计测方法，以往具有使用了扩频通信的接收时刻计测方法。(例如参照“丸林他、「スペクトル掂散通信とその応用」、電子情報通信学会”)。下面，简单说明使用了基于PN码的直接扩展方式的情况。
发送装置利用PN码对数据信号进行扩展处理，生成基带频带的扩展信号，对该扩展信号进行调制，作为RF(无线频率)频带的无线信号来发送。接收装置将所接收到的无线信号解调成基带频带的解调信号，使用与发送侧相同的PN码利用匹配滤波器对解调信号进行解扩处理。从匹配滤波器输出的解扩输出，在解调信号与匹配滤波器的PN码相位相同的时候显示出最大值，若偏离PN码的1码片以上，则成为大致为0的三角波形状，例如，计测三角波的最大值的发生时刻，作为接收时刻。
并且，还有求出电波的接收时刻差来计测距离的技术(例如，参照日本特开2001-36943号公报)。
该技术利用路上的无线机接收从车辆侧发送的载波，无线机根据扩频码对接收到的载波进行调制，返回给车辆侧。在车辆侧，利用多个接收机分别接收来自路上的无线机的调制波，使用带通滤波器从接收到的调制波中去除载波成分，分别提取扩频码的频率成分，对所提取的各扩频码进行解调，求出相位差(相当于接收时刻差)，根据该相位差计算车辆的各接收机与路上无线机之间的距离差，确定车辆位置。
但是，距离计测的精度取决于时刻计测的精度。在使用前者的接收时刻计测方法的情况下，时刻计测精度取决于作为解扩输出得到的三角波的最大值的检测精度，三角波形状越尖锐，计测精度越高。因此，为提高计测精度，只要提高PN码的码片速率(频率)即可，但由于发送的无线信号的占有带宽通常受电波法等的限制，因此能够使用的码片速率存在上限，存在难以将计测精度提高到该上限以上的问题。
并且，在使用后者(日本特开2001-36943号公报)的情况下，距离计测精度取决于各扩频码的相位差(时刻差)的计测精度。此处，日本特开2001-36943号公报的带通滤波器被设定为仅去除载波成分，使扩频码的主瓣(main lobe)的频率成分大致都通过。因此，滤波器输出信号的波形基本由扩频码的主瓣成分决定，解调后的各扩频码的相位差的计测精度取决于扩展码的基本频率即扩展码的码片速率，存在与前者的情况相同的问题。
另外，作为其它的接收时刻计测方法，还有小波变换的方法(例如，参照日本特开平8-70330号公报)。该方法使用小波变换来提取接收信号的定时信息，具体讲，检测解调信号的信号电平不连续点的时间位置。在接收装置中，将存在信号电平的不连续点的解调信号输入到进行小波变换的正交小波变换器中。通常，信号电平的不连续点包含高频，因此，利用正交小波变换器对对象的高频信号进行滤波来提取，根据正交小波变换器的输出，检测不连续点的时间位置。
该方法是将解调信号的电平不连续点作为检测对象，能够实现高精度的接收时刻计测，其条件是在解调信号中存在电平不连续点。但是，如前所述，电平不连续点包含高频，因此，在进行无线通信的情况下，导致解调信号甚至无线信号的占有带宽扩大，根据有效利用频率资源的观点来说存在问题。若想要将占有带宽抑制在限制范围内，则必须在发送侧降低2值数据信号的发送速率(信息传送速度)。因此，在无线通信中，通常，在发送侧利用低通滤波器将信号电平的不连续的数据信号中的高频成分切除，生成没有电平不连续的平滑信号，将其作为调制信号来调制载波并发送，由此来抑制占有带宽，不使信息传送速度下降。该情况下，由于在接收装置的解调处理中生成的解调信号中不存在电平不连续点，因此，不能够采用后者的计测方法。若能够使用信号电平连续的信号高精度地检测时刻，则无需扩大无线信号的占有带宽，并且无需牺牲信息传送速度等，在产业利用上的有用性高。但是，以往，还未提出能够使用信号电平连续的信号高精度地检测时刻的技术。

发明内容
本发明是鉴于上述问题而提出的，其目的在于，提供一种能够利用包含高频成分的信号变化部分来高精度地计测接收时刻的接收时刻计测装置。并且，另一目的在于，提供一种使用了该接收时刻计测装置的距离计测装置。
为此，第一方面的发明是一种接收时刻计测装置，计测来自发送装置的发送信号的接收时刻，使所述发送信号为如下的信号，即该发送信号使得产生在时间轴上不均衡地分布信号变化部分的解调信号，另一方面，所述接收时刻计测装置具备解调部，其对接收信号进行解调，输出所述解调信号；信号变化部分检测部，其检测该解调部输出的所述解调信号中包含的所述信号变化部分，输出信号变化部分检测信号；以及第一时刻计测部，其根据该信号变化部分检测部输出的所述信号变化部分检测信号，计测所述接收信号的接收时刻。
在该结构中，从发送装置发送如下的信号，即该信号使得产生在时间轴上不均衡地分布信号变化部分的解调信号。解调部对接收信号进行解调，输出在时间轴上不均衡地分布信号变化部分的解调信号。信号变化部分检测部检测解调信号中包含的信号变化部分，输出信号变化部分检测信号。第一时刻计测部根据输入的信号变化部分检测信号，计测接收信号的接收时刻，并通报。
如发明的第二方面，设所述解调信号是在时间轴上波形连续的信号。
在第二方面的发明中，如发明的第三方面，所述信号变化部分是所述解调信号的电压电平、频率以及相位中的至少一方在时间轴上变化的部分，所述信号变化部分检测部由使所述信号变化部分中包含的频率成分通过的带通滤波器构成，所述第一时刻计测部根据所述带通滤波器的输出信号来计测接收时刻。
如发明的第四方面，所述带通滤波器构成为被设定了通带和阻带，该通带使所述信号变化部分中包含的频率成分的至少一部分频率通过，该阻带阻止构成所述解调信号的主瓣的频率成分。
在该结构中，带通滤波器的输出信号是以信号变化部分中包含的高频成分为主成分，构成主瓣的频率成分衰减。由此，带通滤波器的输出信号中的信号变化部分的波形更尖锐，接收时刻检测精度提高。
如发明的第五方面，所述带通滤波器通过将低通滤波器和高通滤波器从属连接而构成，所述低通滤波器的截止频率作为带通滤波器的高通侧截止频率，所述高通滤波器的截止频率作为带通滤波器的低通侧截止频率。
在该结构中，带通滤波器的输出信号中产生的连接(linking)在短期间内收敛，因此，信号变化部分的位置检测变得容易，接收时刻检测精度进一步提高。
在第二方面的发明中，如发明的第六方面，使所述发送信号为如下的信号，即该发送信号使得产生在所述信号变化部分中局部地存在特异部分且信号电平连续的解调信号，所述信号变化部分检测部由特异部分检测部构成，该特异部分检测部检测所述特异部分，输出特异部分检测信号作为所述信号变化部分检测信号，所述第一时刻计测部根据所述特异部分检测部输出的所述特异部分检测信号，计测所述接收信号的接收时刻。
在该结构中，从发送装置发送如下的信号，即该信号使得产生在信号变化部分中局部地存在特异部分且信号电平连续的解调信号。特异部分检测部检测解调部输出的解调信号中包含的特异部分，输出特异部分检测信号。第一时刻计测部根据输入的特异部分检测信号，计测接收信号的接收时刻，并通报。
如发明的第七方面，所述特异部分可以是在所述解调信号的波形的M阶微分中出现的不连续点。具体讲，如发明的第八方面，所述解调信号的所述信号变化部分是将不同的连续函数所表示的多个波形连接而构成的，所述不连续点产生于所述信号变化部分中的波形的连接点处。
如发明的第九方面，所述特异部分检测部可以构成为利用在M阶微分中出现的不连续点的可检测的小波的小波变换，来生成所述特异部分检测信号。并且，如发明的第十方面，所述特异部分检测部可构成为通过基于具有(M+1)个以上的消失矩(vanishing moment)的小波的小波变换来生成所述特异部分检测信号。
在第十方面的结构中，如第十一方面，可构成为设置噪声成分去除部，该噪声成分去除部由如下部分构成基于具有M个以下的消失矩的小波的小波变换器，其输入所述解调信号，进行小波变换；逆变换器，其输入该小波变换器的输出信号，进行小波逆变换；以及减法器，其进行该逆变换器的输出信号和所述解调信号的减法运算，所述减法器的输出信号输入到所述特异部分检测部。
第十二方面的发明是一种距离计测装置，计测发送装置和接收装置之间的距离，其特征在于，所述发送装置具备发送装置侧计时部，该发送装置侧计时部与接收装置侧计时部互相同步，所述发送装置构成为根据该发送装置侧计时部的时刻信息，在预先设定的发送时刻发送发送信号，所述接收装置具备发明的第三方面所述的接收时刻计测装置；所述接收装置侧计时部；以及距离计算部，该距离计算部根据从该接收装置侧计时部的时刻信息得到的发送时刻信息和由所述接收时刻计测装置计测的接收时刻，计算发送装置和接收装置之间的距离。
在该结构中，能够高精度地计测发送装置和接收装置之间的距离。
第十三方面的发明是一种距离计测装置，计测发送装置和接收装置之间的距离，其特征在于，所述发送装置具备发送装置侧计时部，该发送装置侧计时部与接收装置侧计时部互相同步，所述发送装置构成为根据该发送装置侧计时部的时刻信息，在预先设定的发送时刻发送发送信号，所述接收装置具备发明的第六方面所述的接收时刻计测装置；所述接收装置侧计时部；以及距离计算部，该距离计算部根据从该接收装置侧计时部的时刻信息得到的发送时刻信息和由所述接收时刻计测装置计测的接收时刻，计算发送装置和接收装置之间的距离。
并且，本发明中，还可以构成为设置误计测防止部，其防止在解调信号中存在的噪声引起的所述接收时刻的误计测。
在该结构中，能够防止将噪声部分视作信号变化部分而进行误计测。
具体讲，所述误计测防止部是相关运算部，其进行信号变化部分检测信号和预先设定的相关用基准信号的相关运算，这两个信号的相似度越高，输出越高电平的相关信号，所述第一时刻计测部可以根据来自所述相关运算部的相关信号，计测接收时刻。
在该结构中，由于噪声和相关用基准信号的相似度低，所以在存在噪声的情况下，相关信号电平变低，不计测接收时刻。
并且，当所述解调部构成为输出处于互相正交的关系的两个第一和第二解调信号时，所述信号变化部分检测部具有第一和第二检测部，它们分别检测第一和第二解调信号中包含的所述信号变化部分，输出第一和第二信号变化部分检测信号，所述第一时刻计测部具备平方和运算部，其将从第一和第二检测部分别输出的第一和第二信号变化部分检测信号的各平方运算结果进行相加，输出相加得到的平方和信号，可以根据来自该平方和运算部的所述平方和信号，计测接收信号的接收时刻。
在该结构中，不用考虑利用平方和运算部对接收信号进行解调时的相位差，就能够执行接收时刻的计测处理。
所述第一时刻计测部可以构成为，在所述平方和运算部的前级具备相关运算部，该相关运算部具有第一和第二运算部，它们分别进行所述第一和第二信号变化部分检测信号与预先设定的相关用基准信号的相关运算，两个信号的相似度越高，分别输出越高电平的第一和第二相关信号，利用基于从所述平方和运算部输出的第一和第二相关信号的平方和信号，计测接收信号的接收时刻。
在该结构中，也能够排除噪声的影响。
所述解调信号可以是PN系列的编码信号。该情况下，可以构成为具备解扩处理部，其进行解调信号的解扩处理，输出解扩信号；以及第二时刻计测部，其根据来自该解扩处理部的解扩信号，计测接收信号的接收时刻。
在该结构中，能够利用抗噪声性优异的扩频通信方式来进行接收时刻计测处理。
并且，可以构成为具备计测值判断部，其将由所述第二时刻计测部计测的接收时刻作为基准接收时刻，根据该基准接收时刻预先确定所述第一时刻计测部计测的接收时刻的存在范围，当由所述第一时刻计测部计测的接收时刻在所述存在范围内时，通报计测时刻正常，当在所述存在范围外时，通报计测时刻异常。
在该结构中，根据不易受到噪声影响的基准接收时刻，能够检测出噪声的影响导致的、由第一时刻计测部计测的接收时刻的精度恶化。并且，能够防止由第一时刻计测部计测的接收时刻的精度比基准接收时刻的计测精度更恶化。
而且，还可以构成为，将由所述第二时刻计测部计测的接收时刻作为基准接收时刻，根据该基准接收时刻设定由所述第一时刻计测部进行时刻计测处理的解调信号范围或信号变化部分检测信号范围，仅对所述解调信号范围或信号变化部分检测信号范围，由所述第一时刻计测部进行时刻计测处理。
在该结构中，能够将时刻计测处理简化。
根据以上说明的本发明的接收时刻计测装置，构成为利用在信号变化部分中包含的高频成分或在信号变化部分中局部存在的特异部分来计测接收时刻，因此，与以往相比，能够在电波法规定的无线信号的占有带宽的限制内，高精度地计测接收时刻。因此，无需扩大无线信号的占有带宽，能够有效利用有限的频率资源，并且，不牺牲无线信号中的信息传送速度。
并且，根据本发明的距离计测装置，使用本发明的接收时刻计测装置来计测发送装置和接收装置之间的距离，因此，能够高精度地计测发送装置和接收装置之间的距离。


图1是表示本发明的接收时刻计测装置的第一实施方式的结构图。
图2是表示带通滤波器的通带的设定例的图。
图3是时刻计测部的结构图。
图4是表示在解调信号F(t)的式中，ω＝0时的解调信号波形和带通滤波器输出信号波形的例子的图。
图5是表示在解调信号F(t)的式中，ω≠0时的解调信号波形和带通滤波器输出信号波形的例子的图。
图6表示调制部和解调部的结构例，(A)表示调制部，(B)表示解调部。
图7表示调制部和解调部的其他的结构例，(A)表示调制部，(B)表示解调部。
图8是表示本发明的接收时刻计测装置的第二实施方式的相关运算部的结构图。
图9是噪声抑制部的结构图。
图10是表示本发明的接收时刻计测装置的第三实施方式的主要部分结构图。
图11是平方和运算部的结构图。
图12是表示本发明的接收时刻计测装置的第四实施方式的结构图。
图13是表示本发明的接收时刻计测装置的第五实施方式的结构图。
图14是表示本发明的接收时刻计测装置的第六实施方式的结构图。
图15是表示本发明的距离计测装置的第七实施方式的结构图。
图16是特异部分检测部的结构图。
图17是在1阶微分出现不连续点的信号电平变化部分的波形例。
图18是在2阶微分出现不连续点的信号电平变化部分的波形例。
图19是在3阶微分出现不连续点的信号电平变化部分的波形例。
图20是在特异部分进行时刻计测时的相关运算部的动作说明图。
图21是表示在特异部分进行时刻计测时的解扩信号与相关信号在时间轴上的关系的图。
图22是示出了在接收时刻计测中使用的信号数据范围的关系的示意图。
图23是用于减少在特异部分进行时刻计测时的计测处理的结构图。
图24是示出了表示消失矩的个数和可检测的微分不连续点之间的关系的表的图。
图25是表示使用具有消失矩的小波变换器来排除噪声影响的结构例的图。
图26是表示本发明的距离计测装置的一个实施方式的结构图。
具体实施例方式
下面，参照

本发明的实施方式。
首先，说明使用带通滤波器检测解调信号的信号变化部分中包含的高频成分，计测接收时刻的情况。
图1是表示应用了本发明的接收时刻计测装置的第一实施方式的通信装置的结构的方框图。
在图1中，通信装置由发送发送信号的发送装置1和接收来自发送装置1的发送信号的接收装置10构成，接收装置10具备计测发送信号的接收时刻的接收时刻计测装置11。
发送装置1构成为发送如下的发送信号，即，该发送信号使得在接收时刻计测装置11的解调部12中周期性地产生在时间轴上不均衡地分布信号变化部分的解调信号，例如，具备调制信号生成部2，其利用D/A转换器对调制信号的数字波形数据进行D/A转换，生成模拟调制信号；以及调制部3，其对模拟调制信号进行调制，输出RF频带的无线信号，从天线发送该无线信号。此处，在时间轴上不均衡地分布信号变化部分是指，在解调信号的极其窄的期间内存在信号变化部分。并且，周期性包括如下情况不均衡地分布信号变化部分的解调信号间歇地出现的情况，或者，由具有互不相同的码型(pattern)的多个解调信号构成的一个集合体连续地出现的情况。另外，也可以在调制部3的后级设置放大器，将上述无线信号放大，从天线发送。
本实施方式的接收时刻计测装置11具备上述解调部12，其对通过天线输入的发送信号进行解调，输出解调信号；作为信号变化部分检测部的带通滤波器13，其输入解调信号，使解调信号中不均衡地分布的信号变化部分中包含的高频成分通过；以及作为第一时刻计测部的时刻计测部14，其输入该带通滤波器13的输出信号，计测接收信号的接收时刻，并通报。此处，带通滤波器13的输出信号是信号变化部分检测信号。另外，也可以在解调部12的前级设置放大器，将接收信号放大之后，输入到解调部12。
上述解调部12周期性地输出在时间轴上不均衡地分布信号变化部分的解调信号。此处，上述信号变化部分是在解调信号中电压电平、频率以及相位中的至少一方发生变化的部分。
上述带通滤波器13使信号变化部分中包含的高频成分通过。具体讲，设定通带和阻带，该通带使信号变化部分中包含的频率成分的至少一部分的频率成分通过，该阻带阻止构成解调信号的主瓣的频率成分。此处，信号变化部分包含频率比构成解调信号的主瓣的频率成分高的频率成分。
例如，解调信号是在扩频信号中使用的PN码，当PN码是M系列15码片，解调信号是该PN码的重复信号时，其功率谱如图2所示，是具有(sinπfTc/πfTc)2的包络线的各个1/15Tc(Hz)的线谱的集合。此处，Tc是码片宽度。此时，如图2的虚线所示，将带通滤波器13的通带设定成，使频率比构成主瓣的频率成分(图中a的范围)高的频率成分(图中b的范围)通过。而且，将信号变化部分在时间轴上的存在范围设定为比PN码的1个码长(1码片宽度)窄的范围，从而使得在信号变化部分中包含频率比解调信号(PN码)的基本频率高的频率成分。由此，若将解调信号输入到带通滤波器13，则生成滤波器输出信号，该滤波器输出信号的信号波形的宽度不取决于扩展码的码片速率，能够进行比现有的使用了扩频通信的情况更高精度的接收时刻计测。图2中，横轴表示频率，纵轴表示功率，a表示主瓣区域，b表示信号变化部分中包含的高频成分区域。
并且，带通滤波器13可通过将低通滤波器和高通滤波器从属连接来构成。该情况下，上述低通滤波器和高通滤波器均使用具有比单体的带通滤波器宽的通带的带通滤波器，将低通滤波器的截止频率设定为带通滤波器13的高通侧截止频率，将高通滤波器的截止频率设定为带通滤波器13的低通侧截止频率。另外，低通滤波器和高通滤波器的连接顺序，可以将任何一个置前。
如果这样来构成带通滤波器13，则由于滤波器输出信号中产生的连接(linking)在短期间内收敛，因此，能够容易地检测出滤波器输出信号中的信号变化部分的存在位置，提高接收时刻计测的可靠性。
如图3所示，上述时刻计测部14例如构成为具备电平比较器14A、计时部14B、以及接收时刻算出部14C。电平比较器14A比较从带通滤波器13输入的滤波器输出信号的信号电平和预先设定的阈值Vth，当滤波器输出信号的信号电平大于等于阈值Vth时，将逻辑值1的信号输出到接收时刻算出部14C。计时部14B将当前时刻信息输出给接收时刻算出部14C。接收时刻算出部14C根据从电平比较器14A输入了逻辑值1的信号时的时刻信息，计测信号变化部分的接收时刻即接收信号的接收时刻。另外，如图3的虚线所示，也可以构成为设置绝对值化电路14D，将滤波器输出信号的绝对值输入到电平比较器14A。
此处，说明包含信号变化部分的解调信号。
信号变化部分是如前所述在解调信号中的电压电平、频率和相位中的至少一方发生变化的部分。
作为解调信号，例如可考虑由下述式表示的信号F(t)。
F(t)＝V×cos[ωt+cos-1(f(t))]此处，f(t)是在时间轴上具有+1的期间、-1的期间、以及+1(或-1)→-1(或+1)变化的期间的信号，变化期间的波形例如由下面的例1、例2(数式1和数式2)所示的式子来表示。
(例1)从-1变化到+1的部分f1u(t)＝2t/aT-aT/2≤t≤aT/2
从+1变化到-1的部分f1d(t)＝-2t/aT-aT/2≤t≤aT/2(例2)从-1变化到+1的部分[数式1]f2u(t)=(2t+TT)p-1-T/2≤t≤0-(-2t+TT)p+10≤t≤T/2]]>从+1变化到-1的部分[数式2]f2d(t)=-(2t+TT)p+1-T/2≤t≤0(-2t+TT)p-10≤t≤T/2]]>此处，p是自然数。通过适当设定例1的a和例2的p的值，不便用为满足电波法的限制而具有预定的截止频率的低通滤波器，即能够设定成满足电波法等的限制值的解调信号。
在上述的解调信号F(t)的式中，ω＝0时，F(t)＝V×f(t)，该情况下，信号变化部分是电压电平从+V向-V变化的部分以及从-V向+V变化的部分。并且，ω≠0时，f(t)在时间轴上从+1向-1或从-1向+1变化，从而在解调信号F(t)中产生相位的非线性变化(频率变化)，该部分成为信号变化部分。
图4是在解调信号F(t)的式中，ω＝0时的解调信号F(t)的波形和带通滤波器(BPF)的输出信号波形的例子。此处，信号f(t)是M系列15码片、5Mcps的PN码，信号变化部分由例1的a＝1/4的波形构成。图4的信号变化部分是在解调信号F(t)中电压电平变化的部分，用圆圈将该部分围起来表示。作为带通滤波器，在图4(a)中使用将截止频率为25MHz的巴特沃斯(Butterworth)低通滤波器和截止频率为15MHz的巴特沃斯高通滤波器从属连接而成的滤波器，在图4(b)中使用将截止频率为30MHz的巴特沃斯低通滤波器和截止频率为10MHz的巴特沃斯高通滤波器从属连接而成的滤波器，图5是在解调信号F(t)的式中，ω≠0时的解调信号F(t)的波形和带通滤波器的输出信号波形的例子。此处，信号f(t)是与图4的情况相同的PN码，由例1的a＝1/2的波形构成。并且，设为ω＝2π×10MHz。图5的信号变化部分是在解调信号F(t)中相位非线性地变化(频率变化)的部分，用圆圈将该部分围起来表示。作为带通滤波器，使用将截止频率为40MHz的巴特沃斯低通滤波器和截止频率为35MHz的巴特沃斯高通滤波器从属连接而成的滤波器。
在发送装置1中，调制部3例如可利用振幅调制或角度调制等各种调制方式，只要能够发送如下的发送信号即可，即，该发送信号使得周期性地产生上述那样的在时间轴上不均衡地分布信号变化部分的解调信号。不言而喻，接收装置10的解调部12构成为能够解调来自发送装置1的发送信号。
图6(A)、(B)表示图1所示的调制部3和解调部12的结构例。
图6(A)表示调制部3，(B)表示解调部12。
在图6(A)中，调制信号fM(t)由调制信号生成部2生成，是与原本应由接收装置10的解调部12生成的解调信号相同的信号，例如前述的F(t)。
说明图6的调制部3和解调部12的调制解调动作。
在调制部3中，若输入调制信号fM(t)，则利用V/F变换器将中心频率fo变换成用调制信号fM(t)进行了频率调制的基带信号fco(t)，根据信号源RF的调制用基准信号(频率fr)，利用频率变换器将该频率调制信号fco(t)频率变换成无线频带，利用滤波器去除不需要的频带成分，生成发送信号fSD(t)并发送。在接收该发送信号fSD(t)而输入的图6的解调部12中，根据信号源LO的解调用基准信号(频率fr)，利用频率变换器对发送信号fSD(t)进行频率变换，利用滤波器去除不需要的频带成分后，作为基带的频率变换信号fDN(t)输入到F/V变换器，利用F/V变换器生成与信号fDN(t)的频率成比例的电压电平的频率检波信号fDM(t)。该频率检波信号fDM(t)例如以频率fo作为电压输出的基准由下式表示。
fDM(t)＝D·fM(t)(D是常数)能够从该式得到作为解调信号的fM(t)，并且，发送装置1能够发送产生解调信号fM(t)的发送信号。
图7(A)、(B)表示调制部3和解调部12的另一结构例。
图7(A)表示调制部3，(B)表示解调部12。
图7是一般的正交调制解调电路，调制部3的动作是将调制信号fMI(t)作为Is输入，将调制信号fMQ(t)作为Qs输入，由正交调制器利用Is输入和Qs输入对来自信号源L01的调制用基准信号(频率fr)进行调制，输出信号fQM(t)，利用滤波器去除输出信号fQM(t)的不需要频带成分，发送发送信号fSD(t)。此处，fMI(t)和fMQ(t)设定为使得fMI(t)2+fMQ(t)2＝1成立，成为下式。
fMI(t)＝fM(t)fMQ(t)＝sin[cos-1(fM(t))]其中，(|fM(t)≤1|)。
此处，fM(t)是例如前述的f(t)。
并且，将滤波器和fM(t)设定成从滤波器输出的发送信号fSD(t)与fQM(t)基本相等。由此，fSD(t)＝fQM(t)。
在接收发送信号fSD(t)而输入的解调部12中，利用正交解调器根据来自信号源L02的解调用基准信号(频率fp)对接收信号进行解调，输出互相处于正交关系的正交解调信号fIR(t)和fQR(t)，利用滤波器去除不需要的高频成分，输出信号fDI(t)和fDQ(t)。此处，信号fDI(t)和fDQ(t)由下式表示。
fDI(t)＝E′·cos[2π(fp-fr)t+cos-1(fM(t))+φ′]fDQ(t)＝E′·sin[2π(fp-fr)t+cos-1(fM(t))+φ′]此处，E′是常数。在上式中，能够保持相位差φ′＝0时，成为fDI(t)＝E′·cos[2π(fp-fr)t+cos-1(fM(t))]fDQ(t)＝E′·sin[2π(fp-fr)t+cos-1(fM(t))]2π(fp-fr)＝ω，fM(t)＝f(f)，只要能够保持相位差φ′＝0，就能够将fDI(t)用作前述的解调信号F(t)。另外，fp＝fr的情况下，ω＝0。
下面，说明第一实施方式的计测动作。
在发送装置1中，在调制信号生成部2中，调制部3在图6的情况下生成调制信号fM(t)，在图7的情况下生成fMI(t)和fMQ(t)，输入到调制部3，如前所述，从调制部3发送发送信号fSD(t)。此处，上述调制信号fM(t)或fMI(t)是例如前述的F(t)，通过适当地设定前述的例1的a和例2的p的值，能够将发送信号fSD(t)设定成带宽满足电波法等的占有带宽的规定。
在接收装置10中，接收上述发送信号fSD(t)，输入到接收时刻计测装置11。在接收时刻计测装置11中，接收信号输入到解调部12，如上所述，解调部12在图6的情况下输出解调信号fDM(t)(＝fM(t))，在图7的情况下，作为解调信号，输出fDI(t)(＝fM(t)；其中，保持为相位差φ′＝0)。解调信号fDM(t)或fDI(t)输入到带通滤波器13，由带通滤波器13产生如图4、图5的滤波器输出信号。来自带通滤波器13的输出信号输入到时刻计测部14的电平比较器14A，与预先设定的阈值Vth进行比较，若滤波器输出信号的信号电平大于等于阈值Vth，则从电平比较器14A向接收时刻算出部14C输入逻辑值1的信号。从计时部14B依次向接收时刻算出部14C输入时刻信息，接收时刻算出部14C将从电平比较器14A输入了逻辑值1的信号时的时刻作为接收信号的接收时刻进行通报。另外，在滤波器输出信号为负值的情况下，设置如图3的虚线所示的绝对值化电路14D，输入到电平比较器14A即可。
根据该结构，通过使用频率比构成解调信号的主瓣的频率成分高、且包含在信号变化部分中的高频成分，无需扩大无线信号的占有带宽，就能够高精度地检测接收信号的接收时刻。因此，能够有效利用有限的频率资源，实用性效果大。
下面，说明本发明的第二实施方式。
无线通信中，需要考虑噪声混入到接收信号中的情况，在接收信号中混入了噪声的情况下，有可能妨碍到解调信号中包含的信号变化部分的检测，或错误地将噪声检测为信号变化部分，导致时刻计测精度恶化。
第二实施方式构成为防止噪声引起的误计测，例如，在图1的带通滤波器13和时刻计测部14之间设置图8的结构的相关运算部20作为误计测防止部。
图8中，相关运算部20进行输入信号和相关用基准信号之间的相关运算，两者的相似度越高，输出越高电平的相关信号，相关运算部20包括延迟电路21，其由n个延迟元件D构成；n个乘法器22-1～22-n，其将各延迟元件D的输出Ds1～Dsn与根据相关用基准信号而确定的相关运算用系数1～系数n分别相乘；以及加法电路23，其将n个乘法器22-1～22-n的输出相加，输出相关信号。
下面，说明图8的相关运算部20的动作。
带通滤波器13的模拟输出信号被A/D转换器24转换为数字信号，输入到相关运算部20。该输入信号在延迟电路21内一边被各延迟元件D延迟一边传播，利用乘法器22-1～22-n对传播中的各延迟元件D的输出Ds1～Dsn乘以系数1～系数n。利用加法电路23将该运算结果相加，作为相关信号输出。根据用于实现输入信号和相关用基准信号之间的相关运算的相关用基准信号来确定系数1～系数n，使得当延迟电路21的输出Ds1～Dsn的输出码型是原本应生成的滤波器输出信号的发生码型时，从加法电路23产生高电平的相关信号。此处，相关用基准信号被确定为将原本应生成的一系列的滤波器输出信号看作相似度高的信号。由此，滤波器输出信号被输入到延迟电路21，若延迟电路21的输出码型是原本应生成的滤波器输出信号的发生码型，则从加法电路23产生高电平的相关信号，之后，只要原本的发生码型继续，就从加法电路23产生大于等于时刻计测部14中的阈值Vth的高电平的相关信号。例如，若由于噪声的混入导致滤波器输出信号的发生码型与原本的码型不同，则来自加法电路23的相关信号电平比阈值Vth低。由此，若存在噪声，则不从电平比较器14A产生逻辑值1的输出，不通报接收时刻，能够防止噪声引起的误计测。
并且，为了防止噪声引起的误计测，也可以构成为，替代图8的相关运算部20，例如在解调部12和带通滤波器13之间设置作为误计测防止部的图9的结构的噪声抑制部30。
图9的噪声抑制部30由加法电路31和延迟电路32构成，将输入信号输入到加法电路31和延迟电路32。延迟电路32将输入信号延迟预定时间，传递到加法电路31。加法电路31将输入信号和延迟电路32的延迟输出相加，将该相加信号作为输入到带通滤波器13的解调信号而输出。此处，输入到噪声抑制部30的解调信号是以预定期间的信号波形为单位、重复该信号波形来构成的信号，将上述预定期间设定成使得在解调信号中包含1个以上的信号变化部分。
在该结构中，若将延迟电路32的延迟时间设定为与上述信号波形的重复周期相同，则加法电路31在不存在噪声的情况下将预定期间的信号波形相加，强调解调信号，抑制噪声，输入到带通滤波器13。若存在噪声，则成为与原本应生成的解调信号不同的波形的相加信号。
另外，图9的噪声抑制部30也可以设置在带通滤波器13和时刻计测部14之间。并且，也可以将图8的相关运算部20和图9的噪声抑制部30组合。例如，可考虑如下结构在解调部12和带通滤波器13之间设置噪声抑制部30，并在带通滤波器13和时刻计测部14之间设置相关运算部20的结构，或者，在带通滤波器13和时刻计测部14之间，从带通滤波器13侧起依次设置噪声抑制部30和相关运算部20的结构等。
并且，在生成解调信号F(t)的发送信号的强度低于限制值的情况下，作为带通滤波器13的通带中包含的频率成分的至少一部分频率成分，只要能生成如下的发送信号来发送，即，该发送信号使得产生例如旁瓣成分的强度如图2的双点划线所示被增强的解调信号F′(t)，就能够改善相对于相同噪声的带通滤波器输出的S/N比，能够改善时刻计测精度对接收信号中混入噪声的抗性。
此处，使带通滤波器13的通带中包含的频率成分的至少一部分的强度增强的解调信号F′(t)，能够通过例如下面的1)、2)方法获得。
1)基于傅里叶变换的方法对解调信号F(t)进行傅里叶变换，增加带通滤波器的通带中包含的频率成分的至少一部分的强度电平，然后通过傅里叶逆变换，得到解调信号F′(t)。
2)基于均衡器的方法向被设定成增强带通滤波器的通带中包含的频率成分的至少一部分的强度的均衡器中输入解调信号F(t)，将得到的信号作为解调信号F′(t)。
因此，例如能够按如下所示生成用于生成解调信号F′(t)的发送信号。例如，在图6的调制解调方式的情况下，对于发送装置的调制信号fM(t)，利用接收装置得到解调信号fDM(t)＝D·fM(t)。只要对调制信号fM(t)应用上述1)或2)的方法，就能够生成相对于fDM(t)的增强后的fDM′(t)。并且，在图7的调制解调方式的情况下，如前所述，解调信号fDI(t)被表示为相位差φ＝0。由此，通过对调制信号fM(t)应用上述1)或2)的方法，能够生成相对于解调信号fDI(t)的增强后的fDI′(t)。
其中，上述的改善方法，在进行无线通信的情况下，受到电波法等的限制，因此，仅限在发送信号的强度不超过电波法的限制值的情况下能够应用。即，在生成解调信号F(t)的发送信号的强度小于限制值的情况下，在发送信号的强度不超过限制值的范围内，能够增强带通滤波器的通带中包含的频率成分的至少一部分的强度。
下面，说明本发明的第三实施方式。
在解调部12中使用图7(B)的正交解调电路的情况下，需要保持相位差φ′＝0，为此需要通常都很复杂的用于保持相位的结构，装置复杂化。
图10所示的本发明的第三实施方式，无需复杂的相位保持结构。
在图10中，本实施方式的接收时刻计测装置41的解调部42具有图7(B)所示的结构。并且，带通滤波器43具备第一滤波部43A，其输入解调信号I，输出滤波器输出信号I；以及第二滤波部43B，其输入解调信号Q，输出滤波器输出信号Q。第一滤波部43A和第二滤波部43B的结构分别与图1的带通滤波器13相同。时刻计测部44的结构为，在图3的结构上附加了相关运算部45、平方和运算部46，将平方和运算部46的平方和信号输入到电平比较器14A。此处，解调信号I相当于第一解调信号，解调信号Q相当于第二解调信号。并且，第一滤波部43A和第二滤波部43B相当于第一和第二检测部，滤波器输出信号I和滤波器输出信号Q相当于第一和第二信号变化部分检测信号。
相关运算部45具备第一运算部45A，其执行滤波器输出信号I和相关用基准信号的相关运算，输出相关信号I；以及第二运算部45B，其执行滤波器输出信号Q和相关用基准信号的相关运算，输出相关信号Q。第一运算部45A和第二运算部45B的结构分别与图8中的结构相同。此处，第一运算部45A和第二运算部45B的相关用基准信号使用同一信号，例如，使用在相位差φ′＝0时原本应生成的滤波器输出信号I。相关信号I相当于第一相关信号，相关信号Q相当于第二相关信号。
如图11所示，平方和运算部46构成为具备乘法器46A，其进行相关信号I的平方运算；乘法器46B，其进行相关信号Q的平方运算；以及加法电路46C，其将两个乘法器46A、46B的输出相加，输出平方和信号。
另外，若不考虑噪声，则不需要相关运算部45。
在该结构中，各个解调信号I、Q中包含信号变化部分的信息，从带通滤波器43的各个第一和第二滤波器43A、43B输出包含有信号变化部分的信息的滤波器输出信号I、Q，从相关运算部45的各个第一和第二运算部45A、45B如前所述输出各个相加信号，作为相关信号I、Q。利用平方和运算部46的各个乘法器46A、46B对各个相关信号I、Q进行平方运算，由加法电路46C进行相加，得到平方和信号，利用电平比较器14A比较平方和信号与阈值Vth，利用接收时刻算出部14C来计测接收时刻。
根据该结构，通过由平方和运算部46进行平方和运算，能够排除相位差φ′的影响。并且，通过设置相关运算部45，能够抑制噪声的影响。因此，能够高精度地计测接收时刻。
在上述的各实施方式中，能够将PN码用作解调信号。PN码是2值的数据信号，在时间轴上具有多个数据值的变化点，因此，可以考虑把利用低通滤波器对PN码进行了频带限制得到的信号或用前述的f1u(t)、f1d(t)等来置换PN码的数据值变化的部分而得到的信号作为解调信号，或作为前述的f(t)。另外，PN码是在扩频通信中使用的伪噪声信号，此处，能够利用M序列、Gold序列、Barker序列等各种码序列。
接着，说明由PN码构成解调信号的情况下的本发明的第四实施方式。
图12是本实施方式的接收时刻计测装置的结构图。
在图12中，本实施方式的接收时刻计测装置51构成为具备解调部52、带通滤波器53、第一时刻计测部54、解扩处理部55、第二时刻计测部56以及计测值判断部57。另外，上述解调部52和带通滤波器53的结构与第一实施方式相同，第一时刻计测部54构成为在图3的电平比较器14A的前级设置了图8的相关运算部20。
上述解扩处理部55利用A/D转换器将由PN码构成的解调信号离散化，用数字匹配滤波器对该离散化解调信号进行解扩处理，输出解扩信号。上述第二时刻计测部56具有图3的结构，对输入的上述解扩信号达到大于等于预定阈值的时刻进行计测，作为基准接收时刻输入到计测值判断部57。计测值判断部57根据从第二时刻计测部53输入的基准接收时刻，判断从第一时刻计测部54输入的接收时刻的正常/异常，输出判断信号。另外，解扩处理部55和第二时刻计测部56的时刻计测方法是使用了前述的扩频通信的计测方式，使用在“スペクトラム掂散通信とその応用」(丸林他、電子情報通信学会)”中记载的公知的计测方法。
下面，说明第四实施方式的动作。
来自解调部52的解调信号分别被输入到解扩处理部55和带通滤波器53。来自带通滤波器53的滤波器输出信号被输入到第一时刻计测部54。在第一时刻计测部54中，通过相关运算部20执行滤波器输出信号和基准用相关信号的相关运算，生成相关信号。另外，在由PN码构成解调信号的情况下，相关信号按PN码的周期变为高电平。利用电平比较器14A比较该相关信号电平和阈值，将相关信号电平达到大于等于预定阈值时的时刻作为接收时刻而输出到计测值判断部57。计测值判断部57根据如前所述经过解扩处理部55和第二时刻计测部56输入的基准接收时刻，判断第一时刻计测部54的接收时刻为正常或异常。
可由于解扩信号和相关信号是根据相同的解调信号生成的，所以在解扩信号和相关信号的高电平发生时刻之间存在一定的关系。即，来自第二时刻计测部56的基准接收时刻和接收时刻之间存在一定的关系。并且，扩频通信是抗噪声性强的通信方式，由第二时刻计测部56得到的基准接收时刻与由第一时刻计测部54得到的接收时刻相比，虽然精度低，但抗噪声性优异。因此，根据基准接收时刻，斟酌计测精度等，预定设定接收时刻在时间轴上应存在的范围(以下，设为接收时刻存在范围)。例如，以基准接收时刻为中心，将PN码的前后1码片宽度设定为接收时刻存在范围。并且，在计测值判断部57中，当第一时刻计测部54的接收时刻在上述接收时刻存在范围内时，判断为接收时刻是正确的值，通报正常，在上述接收时刻存在范围外时，判断为接收时刻是不正确的值，通报异常。
根据该结构，接收时刻计测的精度不会比基准接收时刻的计测精度更恶化，并且，能够检测出噪声增加引起的接收时刻的计测精度的恶化，因此，接收时刻计测装置的可靠性提高。
并且，如图12中虚线所示，也可以构成为将第二时刻计测部56的基准接收时刻作为计测接收时刻信息来输出。
在解调部52是图7(B)的正交解调电路的情况下，基准接收时刻受相位差φ′影响。因此，设置分别对解调信号I、Q进行解扩处理的解扩处理部，以及对从各解扩处理部分别输出的各解扩信号进行平方和运算的平方和运算部，将来自平方和运算部的平方和信号输入到第二时刻计测部56，计测基准接收时刻，则能够排除相位差φ′对基准接收时刻的影响。上述各解扩处理部可以是与图12的解扩处理部相同的结构，平方和运算部可以是图11的结构。该情况下，带通滤波器53和第一时刻计测部54是图10所示的第三实施方式的结构。
接着，说明减轻图12的第四实施方式中的信号处理的情况下的本发明的第五实施方式。
如上所述，由第一时刻计测部54得到的接收时刻和由第二时刻计测部56得到的基准接收时刻之间存在一定的关系，能够根据基准接收时刻来确定接收时刻存在范围。由于根据滤波器输出信号来计测接收时刻，因此，接收时刻与滤波器输出信号之间在时间轴上处于预定的对应关系，因此，能够预先确定与接收时刻存在范围对应的滤波器输出信号范围，通过仅对滤波器输出信号范围内的信号进行接收时刻的计测处理，能够减轻接收时刻的计测处理。
图13是表示仅在预定的滤波器输出信号范围内进行接收时刻计测处理的本发明的第五实施方式的主要部分结构图。
在图13中，本实施方式的接收时刻计测装置构成为在图12的带通滤波器53的后级设置信号存储部60。
信号存储部60具备A/D转换器61，其将滤波器输出信号转换为离散化滤波器输出信号；以及存储装置62，其将离散化滤波器输出信号与时刻信息对应起来进行存储，并且，根据输入的基准接收时刻，确定在之后的信号处理中使用的滤波器输出信号范围。
说明本实施方式的动作。
当滤波器输出信号输入到信号存储部60中时，被A/D转换器61转换为离散化滤波器输出信号，依次输入到存储装置62。存储装置62在每当有离散化滤波器输出信号输入时，将其与时刻信息对应起来进行存储。当从第二时刻计测部56输入基准接收时刻时，根据基准接收时刻确定滤波器输出信号范围，从存储的离散化滤波器输出信号中，按照输入的顺序读出与上述滤波器输出信号范围相应的信号，将其作为读出滤波器输出信号依次输出到第一时刻计测部54。同时将对应起来存储的时刻信息作为读出时刻信息依次输出到第一时刻计测部54。第一时刻计测部54根据基于滤波器输出信号的相关信号和读出时刻信息，计测接收时刻。
根据该结构，只要对滤波器输出信号的预定范围进行信号处理即可，所以能够减轻用于接收时刻计测的信号处理。
另外，可以采用将带通滤波器53作为数字滤波器，设置在信号存储部60的A/D转换器61的后级的结构，并且，也可以采用将带通滤波器53设置在信号存储部60和第一时刻计测部54之间的结构。
下面，说明本发明的第六实施方式。
当所计测的接收时刻涉及到安全的情况下，要求接收时刻具有很高的可靠性。图14所示的第六实施方式是用于提高接收时刻的可靠性的结构例。
在图14中，本实施方式的接收时刻计测装置71构成为具备分配器72、多个例如2个接收时刻计测部73、74以及时刻核对部75。
分配器72将从天线输入的接收信号分配给各个接收时刻计测部73、74。
各个接收时刻计测部73、74的结构分别与图1所示的具备解调部12、带通滤波器13以及时刻计测部14的接收时刻计测装置11相同。
时刻核对部75核对由接收时刻计测部73计测并输出的接收时刻1和由接收时刻计测部74计测并输出的接收时刻2，通报最终的接收时刻或异常判断。
在该第六实施方式中，利用天线接收到的接收信号通过分配器71分别输入到各个接收时刻计测部73、74的解调部12、12。在各个接收时刻计测部73、74中，按上面所述分别计测接收信号的接收时刻，把各个计测结果分别作为接收时刻1和接收时刻2输出给时刻核对部75。在时刻核对部75中，核对两个接收时刻1、2，确定接收时刻。例如，若两者一致，则将其值作为接收时刻来通报，若不一致时则通报异常。或者，当两个接收时刻1、2的误差在预定范围以内时，将两个接收时刻的平均值作为接收时刻来通报，在误差大于预定范围的情况下，通报异常。
这样，若将接收时刻计测部构成为双重系统结构，来对各个接收时刻计测部的计测值进行核对来确定最终的接收时刻，则能够提高所计测的接收时刻的可靠性。
如图14所示，在采用双重系统结构的情况下，可以将接收时刻计测部73、74构成为互不相同的结构。在该结构的情况下，各系统进行不同的时刻计测处理，因此，与接收时刻计测部73、74构成为结构相同的情况相比，能够提高接收时刻的可靠性。在将接收时刻计测部73、74构成为互不相同的结构的情况下，特别有效的方法是使各系统的带通滤波器13、13的通带不同。该情况包括(1)设定成一方的带通滤波器的通带包括了另一方的带通滤波器的通带的情况，(2)设定成两个带通滤波器的通带部分重叠的情况，(3)设定为两个带通滤波器的通带不重复的情况。作为上述(1)的情况的例子，例如，通过将高通侧截止频率为25MHz的巴特沃斯低通滤波器和低通侧截止频率为15MHz的巴特沃斯高通滤波器从属连接来构成接收时刻计测部73侧的带通滤波器，将高通侧截止频率为30MHz的巴特沃斯低通滤波器和低通侧截止频率为10MHz的巴特沃斯高通滤波器从属连接来构成接收时刻计测部74侧的带通滤波器。并且，作为上述(3)的情况的例子，例如，将高通侧截止频率为25MHz的巴特沃斯低通滤波器和低通侧截止频率为15MHz的巴特沃斯高通滤波器从属连接来构成接收时刻计测部73侧的带通滤波器，将高通侧截止频率为40MHz的巴特沃斯低通滤波器和低通侧截止频率为35MHz的巴特沃斯高通滤波器从属连接来构成接收时刻计测部74侧的带通滤波器。
这样，若构成为使各系统的带通滤波器13、13的通带不同，则接收信号中包含的频率成分中，用于时刻计测的成分在各个系统中有一部分不同，因此，在时刻计测上产生多样性，不易生成因共同要因引起的时刻计测的错误。
并且，在利用图13的第五实施方式的单重系统结构中，也能够提高时刻计测的可靠性。具体讲，在图13中，将带通滤波器作为数字滤波器配置在信号存储部60的存储装置62和第一时刻计测部54之间。该情况下，解调信号被A/D转换器61离散化，作为离散化解调信号存储到存储装置62中。对该离散化解调信号进行多次(例如2次)接收时刻计测。通过这样得到多个接收时刻计测值，因此，只要利用时刻核对器核对这些多个接收时刻计测值，就能够发现暂时的处理错误引起的接收时刻的错误，并将其排除，能够提高接收时刻的可靠性。并且，若每次使带通滤波器的通带不同，则能够进一步提高可靠性。
接着，说明检测解调信号的信号变化部分中包含的特异部分，根据该特异部分来计测接收时刻的情况。
图15是表示应用了本发明的接收时刻计测装置的第七实施方式的通信装置的结构的方框图。
在图15中，通信装置与图1的相同，由发送装置100和接收装置110构成，接收装置110具备计测发送信号的接收时刻的接收时刻计测装置111。
发送装置100构成为发送如下的发送信号，即，该发送信号使得在接收时刻计测装置111的解调部112中生成解调信号，该解调信号是在信号变化部分中特异部分在时间轴上局部地存在且信号电平连续的解调信号，发送装置100具备调制信号生成部102和调制部103，从天线发送由调制部103输出的无线信号。
本实施方式的接收时刻计测装置111具备上述解调部112，其对通过天线输入的发送信号进行解调，输出解调信号；作为信号变化部分检测部的特异部分检测部113，其输入解调信号，检测解调信号的信号变化部分中包含的特异部分，输出特异部分检测信号；以及作为第一时刻计测部的时刻计测部114，其输入特异部分检测信号，计测接收信号的接收时刻，并通报。此处，特异部分检测部113输出的特异部分检测信号相当于信号变化部分检测信号。
上述解调部112输出在时间轴上局部存在特异部分且信号电平连续的解调信号。此处，上述特异部分是在解调信号的波形的M阶微分(M是自然数)中出现的不连续点。
上述特异部分检测部113检测在解调信号的波形的M阶微分(M是自然数)中出现的不连续点，作为特异部分检测信号来输出。具体讲，对在M阶微分中出现的不连续点进行可检测的小波变换，根据小波变换结果生成特异部分检测信号并输出，在作为小波变换而使用离散小波变换的情况下，构成为使用子带分解滤波器。
图16中示出使用了进行离散小波变换的子带分解滤波器的特异部分检测部113的结构例。
在图16中，特异部分检测部113由对解调信号进行A/D转换的A/D转换器113A和将频带进行4分割的子带分解滤波器113B构成。子带分解滤波器113B由3个HPF113a～113c、3个LPF113d～113f以及6个采样器113g～113l构成。
解调信号被A/D转换器113A转换成数字的离散化解调信号，输入到子带分解滤波器113B。输入的离散化解调信号被输入到HPF 113a和LPF113d，各输出分别被采样器113g和113h隔1个地间隔采样，被1/2下采样。将此时的HPF 113a侧的输出设为D1。LPF 113d侧的输出被输入到后级的HPF 113b和LPF 113e，各输出分别被采样器113i和113j1/2下采样，将HPF 113b侧的输出设为D2。LPF 113e侧的输出被输入到后级的HPF 113c和LPF 113f，其输出分别被采样器113k和113l1/2下采样，将HPF 113c侧的输出设为D3，将LPF113f侧的输出设为A。1组HPF和LPF将解调信号的频带进行2分割。因此，子带分解滤波器113B从高通起向着低通将离散化解调信号4分割成4∶2∶1∶1的比率的频带。频率越高，基于不连续点检测的时刻计测精度越高，在本实施方式中构成为将输出D1作为特异部分检测信号来输出。
另外，小波变换在信号处理或信号分析的领域中使用，对于基于小波变换的微分不连续性的检测，例如在文献“Singularity Detection andProcessing with Wavelets”(S.Mallat and W.L.HwangIEEE Transactionson Information Theory，Vol.38，No.2，pp.617-643(1992-3))”或“ウエ一ブレツト解析とワイルタバンク”(G.ストラング他著·高橋他訳、倍風館)、“ウエ一ブレツトビギナ一ズガイド”(榊原著，東京電機大学出版局)中有记载。
上述时刻计测部14与图3的结构相同，对电平比较器14A输入特异部分检测信号(本实施方式中为图16的输出D1)。另外，在特异部分检测信号为正负的情况下，只要构成为设置绝对值化电路14D，将特异部分检测信号的绝对值输入到电平比较器14A即可。
此处，说明通过M阶微分而生成不连续点的解调信号。
通过M阶微分而生成不连续点的解调信号的波形是通过将利用不同的连续函数表示的多个波形连接来使信号电平连续的结构。由此，在利用不同的连续函数表示的多个波形的连接点处产生在M阶微分中出现的不连续点。在解调信号中，将由利用不同的连续函数表示的多个波形构成、信号电平变化的范围称为信号电平变化部分(为信号变化部分)。
信号电平变化部分的构成方法具体如下所述。
信号电平变化部分构成为，以变量t表示横轴，范围是α≤t≤β，使得例如在t＝γ1、γ2∈[α，β](γ1＜γ2＝处产生M阶微分的不连续。此时，若使信号电平变化部分由在α≤t≤γ1的范围内定义的连续函数fa(t)表示的波形、在γ1≤t≤γ2的范围内定义的连续函数fb(t)表示的波形、以及在γ2≤t≤β的范围内定义的连续函数fc(t)表示的波形构成，则将fa(t)、fb(t)以及fc(t)设定为分别至少满足以下的条件(1)～(4)。
(1)fa(γ1)＝fb(γ1)、fb(γ2)＝fc(γ2)(2)fa(α)＝fD1(α)、fc(β)＝fD2(β)fD1(t)、fD2(t)分别是表示t≤α和t≥β区间的解调信号的连续函数。
(3)fa(t)、fb(t)以及fc(t)分别可以在[α，γ1]、[γ1，γ2]以及[γ2，β]进行M阶微分。
(4)fa-(M)(γ1)≠fb+(M)(γ1)、fb-(M)(γ2)≠fc+(M)(γ2)f(M)(t)是函数f(t)的M阶微分的导函数，f-(M)(ρ)和f+(M)(ρ)分别是t＝ρ处的左侧微分系数和右侧微分系数。
上述(1)是为了不在信号电平变化部分的各波形的连接点γ1、γ2处产生电平不连续的条件。上述(2)是为了不在信号电平变化部分的起点α和终点β产生电平不连续的条件。通过上述条件(1)和上述(2)，来确保解调信号的信号电平的连续性。上述(3)中，fa(t)、fb(t)以及fc(t)是不存在电平不连续的连续函数，意味着直到其M阶为止的导函数也连续。上述(4)意味着fa(t)、fb(t)以及fc(t)的M阶的导函数在各自的连接点处不连续。根据上述(3)和(4)的条件，在解调信号的波形的M阶微分中出现的不连续点在利用不同的连续函数表现的多个波形的连接点处产生。
另外，为了使不连续点仅为1个，只要使γ1＝γ2即可。并且，在多个连接点之中，也可以有在M阶微分中不成为电平不连续的点，该情况下，按照上述条件(4)，该连接点处的M阶的左侧微分系数和右侧微分系数相等。
函数fa(t)(t∈[α，γ1])和函数fb(t)(t∈[γ1，γ2])不同是指，在将fa(t)保持原样扩展为[γ1，γ2]时，存在使得fa(ξ)≠fb(ξ)的ξ∈[γ1，γ2]。因此，例如，在函数fb(t)是在t轴上将fa(t)偏移τ而得到的函数fa(t-τ)的情况下，在fa(t)和fb(t)满足上述条件时，把两个函数作为不同的函数来对待。而且，在fa(t)和fb(t)是不同的函数，且fb(t)和fc(t)是不同的函数时，与上述条件无关地，把fa(t)和fc(t)作为不同的函数来对待。
在如前所述的无线通信中，发送信号在电波法等中被规定了占有带宽，发送信号的带宽被限制，因此，解调信号的带宽也被限制。若用滤波器等进行带宽的限制，则对信号电平变化部分中存在的特异部分有影响，有可能引起特异部分检测信号的电平下降等。因此，优选将解调信号(以及发送侧的调制信号)构成为发送信号的带宽一开始就满足上述电波法的限制，由此，无需用于限制频带的滤波器。并且，认为信号的高频成分主要起因于信号电平变化部分的成分。因此，优选把提供信号电平变化部分的波形的函数确定为，满足前述的条件(1)～(4)，并且，发送信号满足在电波法等中规定的占有带宽。
图17～图19示出了M＝1、2、3的波形的具体例。另外，在各图中，信号电平变化部分以外为+1或-1的恒值。
图17示出M＝1时即在波形的1阶微分中出现不连续点的信号电平变化部分的波形例，和针对该波形的、特异部分检测部113的子带分解滤波器113B的D1～D3的输出例。
波形f1(t)利用下面的数式3来表示。
f1(t)=+1t≤-aT/2-2t/aT-aT/2≤t≤aT/2-1t≥aT/2]]>此处，a是正实数(其中，图17中a＝1)。
在f1(t)中，t∈[-T/2，T/2]是信号电平变化部分。t＝±T/2的点由利用分别不同的2个函数表示的波形构成。即，信号电平变化部分是由利用不同的函数表现的多个波形的连接来构成的。而且，在连接点t＝±T/2的点上在1阶微分中出现的不连续点如图所示被检测为子带分解滤波器113B的输出D1～D3的变化。
图18示出M＝2时即在波形的2阶微分中出现不连续点的信号电平变化部分的波形例，和针对该波形的、特异部分检测部113的子带分解滤波器113B的D1～D3的输出例。
波形f2(t)利用下面的数式4表示。
f2(t)=+1t≤-T/2-(2t+TT)p+1-T/2≤t≤0(-2t+TT)p-10≤t≤T/2-1t≥T/2]]>p是大于等于2的自然数(其中，图中p＝3)波形f2(t)中，t∈[-T/2，T/2]是信号电平变化部分。
由于采用不使用滤波器等的方式来抑制占有带宽，因此，理想的是解调信号的信号电平变化部分与其他部分平滑地连续。具体讲，优选在信号电平变化部分的起点和终点，解调信号的波形的1阶微分的值连续。而且，更理想的是，对信号电平变化部分的波形进行1阶微分得到的波形，其信号电平也连续。波形f2(t)能够实现这样的特性，在p大于等于2时，f2(t)的1阶微分的值在信号电平变化部分的起点和终点处为零，在起点和终点之间连续。而且，在f2(t)的2阶微分中，在利用不同的2个函数表现的波形的连接点t＝0处出现不连续，如图所示被检测为子带分解滤波器113B的输出D1～D3的变化。另外，在p＝2时，通过2阶微分，除了t＝0之外，在t＝±T/2处也产生不连续，若p大于等于3，则如图所示在t＝±T/2处连续，仅在t＝0处产生不连续。
图19示出M＝3时即在波形的3阶微分中出现不连续点的信号电平变化部分的波形例，和针对该波形的、特异部分检测部113的子带分解滤波器113B的D1～D3的输出例。
波形f3(t)利用下面的数式5表示。
f3(t)=+1t≤-T/2-12T5t5+10T3t3-154Tt-T/2≤t≤T/2-1t≥T/2]]>与图18的波形f2(t)相同，波形f3(t)满足如下特性在信号电平变化部分的起点和终点，解调信号的波形的1阶微分的值连续，对信号电平变化部分的波形进行1阶微分得到的波形，其信号电平也连续。而且，波形f3(t)对于2阶微分也具有与通过1阶微分得到的波形相同的特性。波形f3(t)中，t∈[-T/2，T/2]是信号电平变化部分。而且，如图所示，在连结点t＝±T/2的点处，在3阶微分中出现的不连续点被检测为子带分解滤波器113B的输出D1～D3的变化。
在发送装置100中，调制部103例如可利用振幅调制或角度调制等各种调制方式，只要能够发送如下的发送信号即可，即该发送信号使得产生在时间轴上局部地存在上述的特异部分(在解调信号的波形的M阶微分中出现的不连续点)且信号电平连续的解调信号。不言而喻，接收装置110的解调部112构成为能够对来自发送装置100的发送信号进行解调。
作为上述调制部103和解调部112的结构例，例如可考虑前述的图6或图7的结构。
本实施方式的情况下，图6的(A)的调制信号fM(t)是信号电平变化部分由例如上述的函数f1(t)、f2(t)或f3(t)等构成的信号。
本实施方式中的图6的调制部3和解调部12的调制解调动作与前述相同，由F/V转换器生成的频率检波信号fDM(t)如前所述利用fDM(t)＝D·fM(t)(D是常数)的式子来表示。
能够从该式得到fM(t)作为解调信号，因此，发送装置100能够发送如下的发送信号，即该发送信号使得产生在时间轴上局部地存在特异部分(在解调信号的波形的M阶微分中出现的不连续点)且信号电平连续的解调信号。
并且，在使调制部103和解调部112形成为图7的结构的情况下，与前述相同，将调制信号fMI(t)作为Is输入，将调制信号fMQ(t)作为Qs输入，由正交调制器利用Is输入和Qs输入对来自信号源L01的调制用基准信号(频率fr)进行调制，输出信号fQM(t)，利用滤波器去除输出信号fQM(t)的不需要频带成分，发送发送信号fSD(t)。fMI(t)和fMQ(t)被定为使得fMI(t)2+fMQ(t)2＝1成立，成为下式。
fMI(t)＝fM(t)fMQ(t)＝sin[cos-1(fM(t))]其中，(|fM(t)|≤1)。
fM(t)是与原本应生成的解调信号相同的信号，信号电平变化部分是例如由上述的函数f1(t)、f2(t)或f3(t)等构成的信号。
并且，将滤波器和fM(t)设定成使得从滤波器输出的发送信号fSD(t)与fQM(t)基本相同。由此，fSD(t)＝fQM(t)。
在接收发送信号fSD(t)而输入的解调部112中，对ω＝0(fp＝fr的情况)的情况进行说明，通过正交解调器利用来自信号源L02的解调用基准信号(频率fr)对接收信号进行解调，输出互相处于正交关系的正交解调信号fIR(t)和fQR(t)，利用滤波器去除不需要的高频成分，输出信号fDI(t)和fDQ(t)。此处，信号fDI(t)和fDQ(t)利用下式表示。
fDI(t)＝E′·cos[cos-1(fM(t))+φ′]fDQ(t)＝E′·sin[cos-1(fM(t))+φ′]此处，E′是常数。在上式中，当能够保持相位差φ′＝0时，成为fDI(t)＝E′·fM(t)fDQ(t)＝E′·(1-fM(t)2)1/2作为fDI(t)能够得到fM(t)，在采用了正交调制解调方式的情况下，只要构成为能够保持相位差φ′＝0，就能够将fDI(t)用作特异部分检测用的解调信号。
下面，说明第七实施方式的计测动作。
在发送装置100中，在调制信号生成部102中，调制部103在图6的情况下生成调制信号fM(t)，在图7的情况下生成fMI(t)和fMQ(t)，输入到调制部3，如前所述，从调制部3发送发送信号fSD(t)。此处，上述调制信号fM(t)或fMI(t)是信号电平变化部分由例如前述的图17～图19所示的函数f1(t)、f2(t)或f3(t)等构成的信号，发送信号fSD(t)是带宽满足电波法等的占有带宽的规定的信号。
在接收装置110中，接收上述发送信号fSD(t)，输入到接收时刻计测装置111。在接收时刻计测装置111中，接收信号输入到解调部112，如上所述，解调部112在图6的情况下输出解调信号fDM(t)(＝fM(t))，在图7的情况下作为解调信号输出fDI(t)(＝fM(t)；其中，保持了相位差φ′＝0)。解调信号fDM(t)或fDI(t)输入到图16所示结构的特异部分检测部113，将输出D1作为特异部分检测信号输出。此处，在解调信号的信号电平变化部分例如由在1阶微分中出现不连续点的函数f1(t)构成的情况下，作为特异部分检测信号，输出图17的输出D1，在解调信号的信号电平变化部分由在2阶微分中出现不连续点的函数f2(t)构成的情况下，作为特异部分检测信号，输出图18的输出D1，在解调信号的信号电平变化部分由在3阶微分中出现不连续点的函数f3(t)构成的情况下，作为特异部分检测信号，输出图19的输出D1。
来自特异部分检测部113的特异部分检测信号D1输入到时刻计测部114的电平比较器14A，与预先设定的阈值Vth进行比较，若特异部分检测信号D1的信号电平大于等于阈值Vth，则从电平比较器14A向接收时刻算出部14C输入逻辑值1的信号。从计时部14B依次向接收时刻算出部14C输入时刻信息，接收时刻算出部14C将从电平比较器14A输入了逻辑值1的信号时的时刻作为接收信号的接收时刻来通报。另外，如图18所示，在特异部分检测信号D1为负值的情况下，只要设置如图3的虚线所示的绝对值化电路14D，输入到电平比较器14A即可。
根据该结构，通过使用信号电平连续的信号，不会扩大无线信号的占有带宽，而能够高精度地检测接收信号的接收时刻。因此，能够有效利用有限的频率资源，并且，不使信息传送速度下降，实用性效果好。
在图15所示的第七实施方式的结构中，当接收信号中混入了噪声的情况下，有可能妨碍到解调信号中包含的特异部分的检测，或错误地将噪声检测为特异部分，导致时刻计测精度恶化。
为防止噪声引起的误计测，例如，只要在图15的特异部分检测部113和时刻计测部114之间设置图8的相关运算部20作为误计测防止部即可。该情况下，无需A/D转换器24，直接将来自特异部分检测部113的特异部分检测信号输入到延迟电路21。
参照图20，说明该情况下的相关运算部20的动作。
如图20(a)所示，例如解调信号包括由在1阶微分中产生不连续点的波形(参照图17)构成的信号电平变化部分，以图中的Tx为单位，重复相同的信号电平变化部分来构成。该情况下，从特异部分检测部113输出如图20(b)所示的特异部分检测信号D1。特异部分检测信号D1在延迟电路21内，一边被各延迟元件D延迟一边传播，利用乘法器22-1～22-n对传播中的各延迟元件D的输出Ds1～Dsn乘以系数1～系数n(另外，在该图中，Ds1～Dsn采用比实际粗的间隔表示)。利用加法电路23将该运算结果相加，作为相关信号输出。根据用于实现输入信号和相关用基准信号的相关运算的相关用基准信号，来确定系数1～系数n，使得当延迟电路21的输出Ds1～Dsn的输出码型是原本应生成的特异部分检测信号的发生码型时，从加法电路23产生高电平的相关信号。此处，确定相关用基准信号，使得将原本应生成的特异部分检测信号视作相似度高的信号。由此，特异部分检测信号D1输入到延迟电路21，若延迟电路21的输出码型是原本应生成的特异部分检测信号的发生码型，则从加法电路23产生高电平的相关信号，之后，只要原本的发生码型继续，如图20(c)所示，就以Tx的周期从加法电路23产生大于等于时刻计测部114中的阈值Vth的高电平的相关信号。例如，若由于噪声的混入导致特异检测信号D1的发生码型与原本的码型不同，则来自加法电路23的相关信号电平比阈值Vth低。由此，若存在噪声，则不从电平比较器14A产生逻辑值1的输出，不通报接收时刻，能够防止噪声引起的误计测。
并且，为了防止噪声引起的误计测，也可以构成为，替代图8的相关运算部20，例如在解调部12和特异部分检测部113之间设置图9的结构的噪声抑制部30作为误计测防止部。该情况下，图9的输入信号成为解调信号。图9的噪声抑制部30的动作与前述相同，所以省略说明。
另外，噪声抑制部30与采用带通滤波器的情况一样，可以设置在特异部分检测部113和时刻计测部114之间，也可以将图8的相关运算部20和图9的噪声抑制部30组合。可考虑如下结构在解调部112和特异部分检测部113之间设置噪声抑制部30，并在特异部分检测部113和时刻计测部114之间设置相关运算部20的结构，或者，在特异部分检测部113和时刻计测部114之间从特异部分检测部113侧起依次设置噪声抑制部30和相关运算部20的结构等。
并且，在解调部112中使用图7(B)的正交解调电路的情况下，通过采用图10的结构，不采用复杂的相位保持结构，就能够排除相位差φ′的影响。
该情况下，在图10中，将带通滤波器43置换为特异部分检测部，该特异部分检测部构成为具备第一检测部，其检测解调信号I中包含的特异部分，输出特异部分检测信号I；以及第二检测部，其检测解调信号Q中包含的特异部分，输出特异部分检测信号Q。上述第一检测部和第二检测部的结构与图16相同。并且，特异部分检测信号I相当于图10的滤波器输出信号I，是第一信号变化部分检测信号，特异部分检测信号Q相当于图10的滤波器输出信号Q，是第二信号变化部分检测信号。
在该结构中，作为解调信号I、Q，输出I＝fDI(t)＝E′·cos[cos-1(fM(t))+φ′]Q＝fDQ(t)＝E′·sin[cos-1(fM(t))+φ′]在各解调信号I、Q中分别包含特异部分的信息，从特异部分检测部的各第一和第二检测部，如前所述分别输出例如输出D1作为特异部分检测信号I、Q，从相关运算部45的各第一和第二运算部45A、45B，如前所述输出各相加信号作为相关信号I、Q。利用平方和运算部46的各乘法器46A、46B对各个相关信号I、Q进行平方运算，由加法电路46C进行相加，得到平方和信号，利用电平比较器14A比较平方和信号与阈值Vth，利用接收时刻算出部14C计测接收时刻。
根据该结构，通过平方和运算部46进行平方和运算，能够排除相位差φ′的影响。并且，通过设置相关运算部45，能够抑制噪声的影响。由此，能够高精度地计测接收时刻。
并且，作为解调信号，能够使用PN码。由于PN码具有多个数据值的变化点，因此，该解调信号只要是把该变化点中的一部分或全部构成为所述信号电平变化部分的解调信号即可。
用PN码构成解调信号的情况下，按照图12构成即可。该情况下，将图12的带通滤波器53置换为图16结构的特异部分检测部，作为特异部分检测部53即可。其他结构相同。
动作与使用带通滤波器的情况相同，简单说明。
来自解调部52的解调信号分别输入到解扩处理部55和特异部分检测部53。解扩处理部55利用A/D转换器将由PN码构成的解调信号离散化，利用数字匹配滤波器对该离散化解调信号进行解扩处理，输出图21(a)所示波形的解扩信号。第二时刻计测部56计测解扩信号达到大于等于预定的阈值的时刻，将该时刻作为基准接收时刻输入到计测值判断部57。
另一方面，特异部分检测部53产生输出D1作为特异部分检测信号，输入到第一时刻计测部54。在第一时刻计测部54中，通过相关运算部20执行特异部分检测信号和基准用相关信号的相关运算，生成图21(b)所示波形的相关信号。利用电平比较器14A比较该相关信号电平和阈值，将相关信号电平达到大于等于预定的阈值时的时刻作为接收时刻输出到计测值判断部57。计测值判断部57根据从第二时刻计测部56输入的基准接收时刻，判断第一时刻计测部54的接收时刻是正常或异常。
并且，以基准接收时刻为中心，将PN码的前后1码片宽度设定为接收时刻存在范围，当第一时刻计测部54的接收时刻在上述接收时刻存在范围内时，判断为接收时刻是正确的值，通报正常，在上述接收时刻存在范围外时，判断为接收时刻是不正确的值，通报异常。由此，接收时刻计测的精度不会比基准接收时刻的计测精度更恶化，并且，能够检测出噪声增加引起的接收时刻的计测精度的恶化，因此，接收时刻计测装置的可靠性提高。
解调部是图7(B)的正交解调电路的情况下，若设置分别对解调信号I、Q进行解扩处理的解扩处理部，以及对从各解扩处理部分别输出的各解扩信号进行平方和运算的平方和运算部，将来自平方和运算部的平方和信号输入到第二时刻计测部56，计测基准接收时刻，则能够排除相位差φ′对基准接收时刻的影响。
如上所述，由第一时刻计测部54得到的接收时刻和由第二时刻计测部56得到的基准接收时刻之间存在一定的关系，能够根据基准接收时刻来确定接收时刻存在范围。接收时刻与相关信号在时间轴上处于1对1的关系，相关信号在时间轴上与相关范围的特异部分检测信号成1对1的关系，特异部分检测信号在时间轴上与预定范围的解调信号成1对1的关系。图22针对用于求出接收时刻的特异部分检测处理和相关运算，示意性地示出了根据上述的关系分别使用的信号数据的范围，如图所示，能够确定与接收时刻存在范围对应的解调信号范围。因此，仅对图22中的解调信号范围内的解调信号进行接收时刻的计测处理，从而能够减轻接收时刻的计测处理。
用于减轻接收时刻的计测处理的构成，例如，如图23所示，将图13的信号存储部60配置在解调部112和特异部分检测部113之间。
信号存储部60利用A/D转换器61将解调信号转换为离散化解调信号，利用存储装置62将离散化解调信号和时刻信息对应起来进行存储。并且，存储装置62根据输入的基准接收时刻，确定在之后的信号处理中使用的解调信号范围。
说明该结构的接收时刻计测装置的动作。
若解调信号输入到信号存储部60，则被A/D转换器61转换为离散化解调信号，依次输入到存储装置62。存储装置62在每当有离散化解调信号输入时，将其与时刻信息对应起来进行存储。若从第二时刻计测部56输入基准接收时刻，则根据基准接收时刻确定解调信号范围，从存储的离散化解调信号之中按照输入的顺序依次读出与上述解调信号范围相应的信号，将其作为读出解调信号依次输出到特异部分检测部113，并且把对应起来存储的时刻信息作为读出时刻信息依次输出到第一时刻计测部54。在特异部分检测部113中将基于输入的离散化解调信号的特异部分检测信号输出到第一时刻计测部54。第一时刻计测部54根据基于特异部分检测信号的相关信号和读出时刻信息，计测接收时刻。
根据该结构，只要对解调信号的预定范围进行信号处理即可，所以能够减轻接收时刻计测的信号处理。
另外，在图23的结构中，无需特异部分检测部113的图16中的A/D转换器。并且，可以将信号存储部60设置在特异部分检测部113的后级，确定特异部分检测信号范围并存储，该情况下，当特异部分检测部113为图16的结构时，无需信号存储部60的A/D转换器。
作为检测在解调信号的波形的M阶微分中出现的不连续点的特异部分检测部113，能够使用具有消失矩的小波变换器。
在这种小波变换器中的消失矩的个数与可检测的微分不连续点之间的关系如图24所示。图中，V.M.表示消失矩的个数，○表示可检测，×表示不可检测。即，具有k个V.M.(消失矩)的小波变换器能够检测出到(k-1)阶的微分不连续点。因此，例如，作为从包含2阶微分不连续点的解调信号中将2阶微分不连续点检测为特异部分的特异部分检测部113，只要使用V.M.＝3的小波变换器即可。
但是，混入解调信号的噪声包含不连续点(0阶微分不连续)和1阶微分不连续点。该情况下，如图24所示，由于V.M.＝3的小波变换器还检测出不连续点(0阶微分不连续)和1阶微分不连续点，因此，当解调信号的2阶微分不连续点和噪声的不连续点(0阶微分不连续)或1阶微分不连续点重叠时，难以进行解调信号的2阶微分不连续点的检测即特异部分的检测。
图25示出了如下的结构例在作为特异部分检测部使用具有消失矩的小波变换器的情况下，能够排除噪声的影响、可靠地检测出特异部分(解调信号的微分不连续点)的结构。并且，图25示出了解调信号包括作为特异部分的2阶微分不连续点的情况的例子。
在图25中，作为图15的特异部分检测部113，设置具有3个消失矩(V.M.)的小波变换器113′，在该小波变换器113′的前级设置由具有2个消失矩(V.M.)的小波变换器121、进行小波逆变换的逆变换部122和减法器123构成的噪声成分去除部。
在该结构中，将解调信号分别输入到小波变换器121和减法器123。小波变换器121检测噪声中包含的不连续点(0阶微分不连续)和1阶微分不连续点。利用逆变换部122对该检测信号进行小波逆变换，提取噪声成分，输入到减法器123。由此，从减法器123向具有3个消失矩(V.M.)的小波变换器113′输入去除了噪声成分的包含2阶微分不连续点的解调信号，因此，能够利用小波变换器113′检测出解调信号中包含的2阶微分不连续点。因此，能够排除噪声的影响，S/N得到改善，能够防止噪声引起的误计测。
另外，在图25中示出了解调信号包括作为特异部分的2阶微分不连续点的情况的结构例，但不限于此。当解调信号的特异部分为M(M≥1)阶微分不连续点时，作为特异部分检测部113′，可以使用具有(M+1)个消失矩(V.M.)的小波变换器，在小波变换器121中使用具有M个消失矩(V.M.)的小波变换器即可。
下面，在图26中示出应用了上述的本发明的接收时刻计测装置的本发明的距离计测装置的一个实施方式的结构。
在图26中，本实施方式的距离计测装置130由发送装置140和接收装置150构成。
上述发送装置140具备调制信号生成部141、调制部142以及作为发送装置侧计时部的计时部143。调制信号生成部141和调制部142的结构与前述的接收时刻计测装置的情况相同。计时部143以足够的精度与接收装置150侧的计时部152同步。
接收装置150具备前述的本发明的接收时刻计测装置151、作为接收装置侧计时部的所述计时部152和距离计算部153。距离计算部153根据来自接收时刻计测装置151的接收时刻信息和来自计时部152的时刻信息，计算发送装置140和接收装置150之间的距离。
下面，说明本实施方式的距离计测装置的距离计测动作。
发送装置140根据计时部143的时刻信息，在预先设定的每个发送时刻，利用调制信号生成部141生成调制信号，发送发送信号。在接收到发送信号的接收装置150中，利用接收时刻计测装置151计测接收时刻，将计测结果通报给距离计算部153。距离计算部153根据与发送侧的计时部143互相同步的计时部152的时刻信息得到预先设定的发送时刻信息。由此，距离计算部153根据(距离)＝(电波的传播速度)×((接收时刻)-(发送时刻))的运算式，计算距离。
另外，优选隔开与根据(计测预定的最大距离)/(电波的传播速度)计算出的时间相比充分大的间隔来设定发送时刻，使得在距离计算部153中，能够将接收时刻和发送时刻对应起来。
本发明不牺牲传送速度，不扩大在无线通信中的占有频带，就能够高精度地计测接收时刻，所以产业上的可利用性大。
权利要求
1.一种接收时刻计测装置，计测来自发送装置的发送信号的接收时刻，其特征在于，使所述发送信号为如下的信号，即该发送信号使得产生在时间轴上不均衡地分布信号变化部分的解调信号，另一方面，所述接收时刻计测装置具备解调部，其对接收信号进行解调，输出所述解调信号；信号变化部分检测部，其检测该解调部输出的所述解调信号中包含的所述信号变化部分，输出信号变化部分检测信号；以及第一时刻计测部，其根据该信号变化部分检测部输出的所述信号变化部分检测信号，计测所述接收信号的接收时刻。
2.根据权利要求1所述的接收时刻计测装置，其中，所述解调信号是在时间轴上波形连续的信号。
3.根据权利要求2所述的接收时刻计测装置，其中，所述信号变化部分是所述解调信号的电压电平、频率以及相位中的至少一方在时间轴上变化的部分，所述信号变化部分检测部由使所述信号变化部分中包含的频率成分通过的带通滤波器构成，所述第一时刻计测部根据所述带通滤波器的输出信号来计测接收时刻。
4.根据权利要求3所述的接收时刻计测装置，其中，所述带通滤波器构成为被设定了通带和阻带，该通带使所述信号变化部分中包含的频率成分的至少一部分频率通过，该阻带阻止构成所述解调信号的主瓣的频率成分。
5.根据权利要求4所述的接收时刻计测装置，其中，所述带通滤波器通过将低通滤波器和高通滤波器从属连接而构成，所述低通滤波器的截止频率作为带通滤波器的高通侧截止频率，所述高通滤波器的截止频率作为带通滤波器的低通侧截止频率。
6.根据权利要求2所述的接收时刻计测装置，其中，使所述发送信号为如下的信号，即该发送信号使得产生在所述信号变化部分中局部地存在特异部分且信号电平连续的解调信号，所述信号变化部分检测部由特异部分检测部构成，该特异部分检测部检测所述特异部分，输出特异部分检测信号作为所述信号变化部分检测信号，所述第一时刻计测部根据所述特异部分检测部输出的所述特异部分检测信号，计测所述接收信号的接收时刻。
7.根据权利要求6所述的接收时刻计测装置，其中，所述特异部分是在所述解调信号的波形的M阶微分中出现的不连续点。
8.根据权利要求7所述的接收时刻计测装置，其中，所述解调信号的所述信号变化部分是将不同的连续函数所表示的多个波形连接而构成的，所述不连续点产生于所述信号变化部分中的波形的连接点处。
9.根据权利要求7所述的接收时刻计测装置，其中，所述特异部分检测部构成为通过基于在M阶微分中出现的不连续点的可检测的小波的小波变换，来生成所述特异部分检测信号。
10.根据权利要求7所述的接收时刻计测装置，其中，所述特异部分检测部构成为通过基于具有(M+1)个以上的消失矩的小波的小波变换，来生成所述特异部分检测信号。
11.根据权利要求10所述的接收时刻计测装置，设置噪声成分去除部，该噪声成分去除部由如下部分构成基于具有M个以下的消失矩的小波的小波变换器，其输入所述解调信号，进行小波变换；逆变换器，其输入该小波变换器的输出信号，进行小波逆变换；以及减法器，其进行该逆变换器的输出信号和所述解调信号的减法运算，所述减法器的输出信号输入到所述特异部分检测部。
12.一种距离计测装置，计测发送装置和接收装置之间的距离，其特征在于，所述发送装置具备发送装置侧计时部，该发送装置侧计时部与接收装置侧计时部互相同步，所述发送装置构成为根据该发送装置侧计时部的时刻信息，在预先设定的发送时刻发送发送信号，所述接收装置具备权利要求3所述的接收时刻计测装置；所述接收装置侧计时部；以及距离计算部，该距离计算部根据从该接收装置侧计时部的时刻信息得到的发送时刻信息和由所述接收时刻计测装置计测的接收时刻，计算发送装置和接收装置之间的距离。
13.一种距离计测装置，计测发送装置和接收装置之间的距离，其特征在于，所述发送装置具备发送装置侧计时部，该发送装置侧计时部与接收装置侧计时部互相同步，所述发送装置构成为根据该发送装置侧计时部的时刻信息，在预先设定的发送时刻发送发送信号，所述接收装置具备权利要求6所述的接收时刻计测装置；所述接收装置侧计时部；以及距离计算部，该距离计算部根据从该接收装置侧计时部的时刻信息得到的发送时刻信息和由所述接收时刻计测装置计测的接收时刻，计算发送装置和接收装置之间的距离。
全文摘要
本发明提供一种不扩大占有带宽就能够高精度地计测接收时刻的接收时刻计测装置和使用了该接收时刻计测装置的距离计测装置。从发送装置(1，100)发送如下的发送信号，即该发送信号使得产生在时间轴上不均衡地分布信号变化部分的解调信号，另一方面，接收时刻计测装置(11，111)具备解调部(12，112)，其接收该发送信号进行解调，输出在时间轴上不均衡地分布信号变化部分的解调信号；信号变化部分检测部(13，113)，其检测解调部(12，112)输出的解调信号的信号变化部分，输出信号变化部分检测信号；以及时刻计测部(14，114)，其根据信号变化部分检测部(13，113)输出的信号变化部分检测信号，计测接收信号的接收时刻，将该接收时刻计测装置(11，111)设置在接收装置侧，根据发送装置的发送时刻和接收时刻计测装置的计测时刻，计测发送装置和接收装置之间的距离。
文档编号H04B1/69GK1902506SQ20048004040
公开日2007年1月24日 申请日期2004年7月15日 优先权日2004年1月13日
发明者白井稔人, 石毛隆晴, 坂井正善, 三宫若菜 申请人:日本信号株式会社