专利名称：：I/q不平衡的补偿的制作方法I/Q不平衡的补偿相关申请的交叉引用本申i青要求申i青曰为2006年8月31日的第60/824，110号美国临时申请的优先权。
背景技术：
：正交频分复用(OFDM)是诸如IEEE802.1Ia、IEEE802.1Ig、IEEEP802.15.3、IEEE802.20和IEEE802.16这类无线标准的基础。这些标准应用于多种1^更携式和掌上电脑设备，例如膝上型电脑，个人数字助理，多々某体阅读器(例如与DVB和DVB-H网络一起使用)和蜂窝电话。传统的超外差接收机可用于接收基于OFDM的信号。然而，将传统4妄收才几整合到单片集成电3各上既复杂又昂贵。况且，单片超外差系统的运转要典型地采用较高电能。在^f更携i殳备市场，电源系统的效率和持续时间是设备性能中4艮重要的一个方面。因此，单片超外差系统对于便携设备而言并非可取方案。可替代传统的超外差接收机的是零中频(ZIF)直接转换接收机。ZIF直接转换接收机通常更易于制造成单片集成电路，从而能提供相比于传统的超外差接收机改良的功耗参数。ZIF直接转换接收机相关的设计问题在于，由于基带信号中的I相和正交Q相分量之间的不平衡而可能使信号降级。一般而言，1/Q不平衡是由接收机内的模拟分量(例如CMOS电路中的掺杂浓度和氧化层厚度)的失配引起的。该不平衡会随着硅集成度和载频的提高而增加。有一些有用的I/Q不平4軒补偿算法。然而这些算法通常需要复杂的电路元件来执行特殊训练序列和导频信号的功能，或者需要进行改进。对于那些不需要复杂电^各元件的产品(例如^f更携i殳备内的DVB-H系统)，可减少电路设计。电路复杂程度的相应降低能提升4妄收才几的效率和电源性能。
发明内容根据本发明的实施方式，可提供以下一个或多个功能。OFDM信号获得改良的二进制误码率性能。I/Q不平衡参数可采用较少的处理过程进行计算。接收机的电路设计的复杂程度降低。接收机功耗和覆盖区降低。一4史而言，本发明一方面才是供了一种正交频分复用(OFDM)凄t字信号处理系统，所述OFDM信号包括基带信号，该基带信号包括目的信号，I相分量和Q相分量，该系统包括处理才莫块，通过在数字化的I相分量和Q相分量信号上进行傅立叶变换来输出所述目的信号，计算频域中凄t字化基带信号的时间期望值(expectation)以及将时间期望值计算的结果应用于基带信号以确定所述目的信号。本发明的实施可包括一个或多个如下特征。一调谐才莫块，用于接收OFDM信号并输出包含所述目的信号、I相分量、Q相分量的所述基带信号。一与所述调谐模块相连的模数转换模块，用于接收所述I相分量和Q相分量信号，并输出H字化的I相分量和Q相分量信一般而言，本发明另一方面提供了一种用于接收正交频分复用(OFDM)数字信号的零中频(ZIF)接收机，所述OFDM信号包括目的信号并通过传输信道向该接收才几传送；所述接收才几包括调谐模块，用于接收OFDM信号并输出包含目的信号、I相分量、Q相分9量信号的所述基带信号；与所述调谐模块相连的模数转换模块，用于接收模拟I相分量和Q相分量信号，并输出数字化的I相分量和Q相分量信号；与所述模数转换模块相连的基带处理模块，用于通过在数字化的I相分量和Q相分量信号上进行傅立叶变换来输出所述目的信号，计算频域中数字化基带信号的时间期望值；以及将时间期望值计算的结果应用于基带信号以确定所述目的信号。本发明的实施方式可包括如下一个或多个特征。所述调谐才莫块包括带通滤波器；低噪音放大器；AGC放大器；以及用于提供复合波形的本机振荡器。所述基带处理器包括多个存储单元和多个处理器。所述基带处理器估算振幅不平衡因子-和相位不平衡因子伊来电子计算出所述时间期望值。一般而言，本发明另一方面提供了一种用于从接收到的OFDM信号输出目的信号的计算机处理方法，包括如下步骤接收OFDM格式的信号；通过ZIF直接转换来转换接收到的OFDM信号到各自的I相和Q相(Q)信号；确定经估算的目的信号；通过FFT转换I和Q信号；采用I/Q不平tf算法处理频域中的I和Q信号以确定多个I/Q不平衡参数；根据与估算的目的信号和多个I/Q不平衡参数中至少一个的函凄t关系来计算所述目的信号；以及^T出所述目的信一般而言，本发明另一方面提供了一种具有用于执行方法的计算机可执行程序的计算机可读介质，该方法包括从零中频(ZIF)直接转换OFDM接收机接收I相(I)和Q相(Q)信号；通过FFT电子转换所述I和Q信号；估算振幅不平tf因子和相位不平tf因子；以及输出响应于振幅不平衡因子和相位不平衡因子的目的信号。一爿殳而言，本发明的另一方面4是供了一种具有改进和测试集成电路的程序指令的计算才几可读介质，该程序指令用于识别OFDM信号，所述OFDM信号包括I相(I)和Q相(Q)信号；用于通过FFT转换所述I和Q信号的程序指令；用于计算振幅不平衡因子和相位不平衡因子的程序指令；以及用于输出响应于所述振幅及相位不平衡-因子的目的信号的程序指令。所述程序指令以硬件描述语言(HDL)编写，所述硬件描述语言可以是verilog。本发明本身及其特性将在下述附图具体实施方式和权利要求中说明，以使其更充分地^皮理解。图1是OFDM通讯系统的简化方才匡图。图2是ZIFOFDM4妄4文才几的方框图。图3是振幅不平衡因子和相位不平衡因子计算过程的流程图。图4是从接收到的OFDM信号输出目的信号的过程的流程图。具体实施方式本发明的实施例为诸如蜂窝电话这类ZIF直接转换OFDM接收机内的I/Q不平衡^是供了估算和一交正4支术。包括载频(Jo)和目的信号x(t)的射频(RF)信号被天线接收。RF信号通过带通滤波器(BPF)并经低噪音放大器(LNA)放大以产生一个接收信号r(t)。在该接收信号r(t)上执行复合下变频。复合下变频采用复合讯号振荡器，包括一个I相和Q相信号。将4妄收信号r(t)分离成I相(I)信号和Q相(Q)信号。通常，1/Q不平衡是由本机振荡器带来的。1/Q不平衡包括振幅不平衡因子(p)和相位不平tf因子(cp)，其中如果p—且cp二0则I和Q分量达成完美匹配(也就是不存在I/Q不平纟軒)。I信号和Q信号经过方欠大、滤波和数字化。数字的I信号和Q信号经快速4專里叶变换处理。1/Q补偿算法估算出振幅不平衡因子(p)和相位不平衡因子(cp)的值来重新获得目的信号x(^。OFDM接收机将目的信号xf^输出到信息显因此ODFM接收机仅是示例性的，并非用于限定本发明。参阅图1，用于在两地间传输电子信息的OFDM通讯系统10包括信息信号源12,OFDM发送器14，发射天线16，接收天线18，OFDM接收机20以及信息显示装置22。该系统10包括适当的硬件、固件和/或软件(包括计算机可读的，最好是计算机可执行的程序)来形成、传送、接收和显示电子信息。计算机可执行程序可通过例如计算机存储器、软盘、传统石更盘、CD-ROMS、FlashROMS、固定ROM及RAM等计算纟几可读介质转移。计算4几可读介质也包"^通过通讯端口(例如网络下载端)传输的信息和计算才几可4丸4亍程序，包括^旦不限于可用于设计、测试和制造集成电路的硬件描述语言(例如Verilog)和图形数据系统(例如GDS数据)。信息信号源12可配置为OFDM发送器14的输入。信息信号源12可配置为提供信息信号13,例如，WiFi(例如以太网报文分组)和一见频广播(例如TDMB,DVB,DVB-H)这种数字和模拟信号。OFDM发送器14可配置为通过发射天线16转换和传送来自信号源12的4言息。例如，OFDM发送器14可配置为通过如空气这种传纟番介质传送DVB-H视频信号。发射天线16可配置为通过诸如同轴电缆接头或光纤网络等其它传播介质传送。OFDM发送器14和发射天线16可集成在一个装置中，或者作为相互可操作连接的分离元件单独存在。信息显示装置22包括接收天线18和OFDM接收机20。这里仅作为示例而非限制，接收天线18和OFDM接收机20可与信息显示装置22集成。接收天线18可配置为接收从发射天线16传送的信号(例如通过地球和卫星广播，电缆和光纤传输)，以及可操作地连接到OFDM接收机20。正如以下要讨论的，OFDM接收机20可配置为输出目的信号x^到监控器24。目的信号jc^实质上类似于信息信号13。例如，信息信号13可以是DVB-H视频信号。信息显示装置22也可以输出音频信号。例如，信息显示装置22可以是便携音乐播放器，信息信号12可以是卫星广播或编码的音频文件(例如MP3或wav音频一各式)。参阅图2，并进一步参考图l,OFDM接收机20包括带通滤波器30，低噪音放大器(LNA)32,AGC放大器33,本机振荡器34,以及信号乘法器36,38。本机振荡器34可配置为提供复合信号波形以在信号乘法器36处产生I相分量信号35以及在信号乘法器38处产生Q相(Q)分量信号37。I相分量40包括低通滤波器44和模/数转换器46。Q相分量60包括低通滤波器64和模/数转换器66。基带处理单元50被连接并接收数字化的I、Q分量信号48,68，且配置为存储和处理I、Q信号48，68以输出目的信号x(t)100,该输出信号实质上类似于信息信号13。OFDM接收机20可以是零中频(ZIF)直接转换OFDM接收机，可配置为通过接收天线18接收RF信号r(t)80。带通滤波器30,LNA32以及AGC方文大器33可配置为处理RF信号80到频率滤波器并放大信号80以输出修正的r(t)信号82,该信号82定义为刚二+/，(1)如信息信号13),/。表示OFDM发送器14提供的RF载频。ZIF直接转换OFDM接收机能用本机振荡器34下变换r(t)到基带信号。在一个实施例中，仅作为示例而非跟定，LNA32、AGC33、本才几^展荡器34、乘法器36,38，LPF44,64组合的工作特性与商品化的调谐才莫块例如FreescaleNC44CD02调谐器相似。本机振荡器34会将不平衡引入I和Q分量40，60。一般而言，由于电路设计和装置处理因素(例如，电路程长、氧化层厚度、掺杂程度、门信号宽度)，不平衡是模拟电路性能变化的结果。由本机振荡器34引起的I/Q不平衡可在时域中定义为z(O=cos(2<00-》sin(2《f+p)(2)其中p是振幅不平衡因子，cp代表相位不平衡。使用欧拉公式进行数学替代，方程(2)中的本机振荡器信号z^改为刑二+萍)6喻(3)其中不平衡参数是(4)以及，^会(1，勺(5)在这些参数下，p-l且cp-O表示I、Q分量40，60完美匹配。目的信号x(^)IOO(例如印)的估算可定义为别=(6)其中丄/YWOWJ代表经低通滤波器44,64处理后的接收信号r^)和本机振荡器信号zW的组合。进一步可表示为如下S(O二OX(/)+y0X(0(7)通过推导，以下公式可用来重新产生目的信号xW。a|—l/l|"|—(8)基带处理单元50包括数字存储和至少一个配置为存储并4丸行从计算4/L可读介质接收到的指令的处理器。例如，基带处理单元50可对数字化的I和Q分量信号48,68实现快速傅里叶变换(FFT)。基带处理单元50内的FFT结果表示为<formula>formulaseeoriginaldocumentpage16</formula>其中Xw(")表示符号n-th的频域中的采样m-th(或者谱表示)，i二(")是围绕接收信号rW直流电部分的iw(")的镜像采样。类似方程(8)，X的值可在频域内表示为对p和cp的估算可用于方程(4)和(5)来计算a和j3。a和P的值可用于方程(8)和(10)来恢复目的信号x(t)lOO。I/Q不平衡算法内的p和cp的估值可通过如下方程导出。假设氛"=0,则<formula>formulaseeoriginaldocumentpage16</formula>类似地，以下简化得到五{|l+义二I2}=五{|+,二+I2}^|(a+/T)K^+^C|2}(12)+1二I2}(13)"ni2+itwi2}(14)其中《+,=1,这可以从方程(勺和(》导出。结合方程(ll)和(14)得到，,J五化+i二I2}(15)将方程(4)和(5)替代到方程(15)得到4、"2〃"职附《|2}(16)由于p，sincp和l^^+^1卩都是实数，则kll+》二卩}-49M￡{lXffl〕}—|￡{|H|2}Mll+i二I2}(17)其中9M}表示复凄史的实#:部分c类似地，cp的估值可从下面推导出(18)其中3附{}表示复数的虚数部分，满足:.l+》"p=arcsin^--Jw^￡{|^|2+|^J2}(19)这样，可从方程(17)和(19)计算出p和(p的估值，由此可计算出方程(4)和(5)中a和(3,乂人而再重新产生方程(8)中的目的信号x^100。参阅图3，并进一步结合图2，用于确定基带处理单元50内的I中。处理过程30(H又用于示例而非限制。处理过程300可改变，例如增加步骤、删除步骤或者改变步骤的排列次序。在步骤310,基带处理单元50接收数字化的I和Q分量信号48,68，实现快速傅里叶变换并存储结果。例如，方程(9)中表述的频域信号可从存储器内已知位置获得。在步骤320,基带处理单元50计算频域内婆t字化的I和Q分量信号48，68的时间期望值(例如平均时间)以通过以下关系估算才展幅不平#^因子芦和相位不平衡因子伊，这可以从方程(17)和(19)的组合中导出18<formula>formulaseeoriginaldocumentpage19</formula>基带处理单元50可实现方程20相关的运算机能。例如，基带处理单元50可计算出复数的绝对值。基带处理单元50可通过两个乘法运算和一个加法运算实3见。基带处理单元50还可通过两个求和运算来计算出两个复凄t的和。基带处理单元50还可配置为实现除法运算(例如采用低复杂性逼近算法)。基带处理单元50还可以采用查找表来确定方程20中的开方运算的结果。然后在总共N子载波上计算出方程20中表示的》值，基带处理单元50实现8N-2次求和，4N次乘法，一次除法和一次查找表运算。由于还可以使用其他数值分析和运算才乘作来实现基本类似的结果，这些运算^X用来示例而非限制。振幅不平衡因子伊的估算也可通过时间期望值(例如平均时间)导出，由以下/>式决定<formula>formulaseeoriginaldocumentpage19</formula>其中，方程(21)结合了因素<formula>formulaseeoriginaldocumentpage19</formula>基带处"，w理单元50可确定两个复#:乘积的虚it4直，这可用<formula>formulaseeoriginaldocumentpage19</formula>来计算。该计算只需要一个加法运算。基带处理单元50也可实现除法运算(例如使用低复杂性逼近算法)和通过查找表确定aresi加值。这样，在总共N子载波上计算出方程(21)中表示的伊值，基带处理单元50实现4N次求和，2N+2次乘法，2次除法和一次查找表运算。由于还可以使用其他凄t值分析和运算操作来实现基本类似的结果，这些运算仅用来示例而非限制。一般而言，方程(20)和(21)中接近1000子载波的和可提供不平衡因子^和梦的充分估值，虽然实际结果也可用更少数量的子载波<曰狄传。在步骤"0，基带处理单元用方程(4)和(5)确定不平衡参数01和P。在步骤340,基带处理单元5(H吏用不平纟軒参lta和p来补偿经估算的信号^(0的I/Q不平衡。基带处理单元50用方程(8)来从不平衡参数a和!3确定目的信号《W。参阅图4，并结合图l-3，用于从接收的OFDM信号输出目的信号的处理过程400的步骤显示在图中。处理过程400仅用于示例而非限制。处理过禾呈400可改变，例如增加步艰《、删除步艰《或者改变步-骤的纟非列次序。在步骤410，信息显示装置22可接收以OFDM格式编码的目的信号。在步骤420，OFDM接收机20用从本机振荡器34产生的复合波形式对接收信号r(t)进行》文大和倍增。结果信号包括I相分量(I)和Q相分量(Q)。和Q4言号40，60。I和Q4言号40,60经滤波以去除可能存在于高频的20信噪。例如，低通滤波器44，46可根据已公布的信号标准(例如用于802.11标准的10MHz)来调和。OFDM^妄收才几18也可以将I和Q分量信号40，60从才莫拟转化为数字形式。例如，才莫数转换器46，66在20Mhz以12b甜青度运4亍。在步骤440，OFDM接收机20可将数字化I和Q信号48,68通过FFT,人时域转化到频域。例如，基带处理单元50可包括凄t字信号处理器，相关联的存储装置，配置为纟丸行FFT算法(例如Cooley-Tukey,Bruun's,Rader's,Bluestein's)。在步4f450,基带处理单元50可处理步-骤440的结果(例如表示I和Q信号分量的频域的数据)并执行步骤300来确定I和Q40,60分量之间的不平4軒，如步^骤320和330所示。例如，N子载波上的FFT算法结果持续保留在高速緩冲存储器中。基带处理单元50然后估算不平^f因子p和cp,再确定不平4軒参凄tot和p。在步骤460，基带处理单元50可补偿估算后目的信号？(O中的I/Q不平衡并确定步骤340中表示的时域内的目的信号《W。在步骤470，OFDM接收机20可输出目的信号x(t)到监控器24。一般而言，输出信号可以是时域内的数字信号，但OFDM接收才几20—样可以配置为"t是供才莫拟信号输出。例如，步骤470产生的输出可以是数字视频信号，该视频信号与整合入信息显示装置22内的LCD视频显示器24兼容。操作中，1/Q不平衡补偿算法向OFDM广播系统提供了超预期的改良的二进制误码率性能。例如，表1-4表示基于DVB系统的I/Q不平衡补偿算法的性能。每个表显示了包括信道类型和信号特性的DVB系统的典型的性能包。每个表中的结果显示了具有和不具有I/Q不平衡补偿算法的接收机之间的BER性能改进。由于其他基于21OFDM的系统及其关联信号也可从该I/Q不平衡补偿算法获益，因此上述结果Y又是示例性的而非用于限定。表l.高^H言道；13dB;p=1.5，c|)=10。；16QAM，无分级，率2/3，1/16保护间隔，2K模式<table>tableseeoriginaldocumentpage22</column></row><table>勤.高#々信道；13dB;p=1.3，c()=15。；16QAM,无分级，率2/3，1/164呆护间隔，2K模式<table>tableseeoriginaldocumentpage22</column></row><table>^3.高斯信道；13dB;p=1.4，cj)=30。；16QAM，无分级率2/3，1/16^f呆护间隔，2K模式<table>tableseeoriginaldocumentpage23</column></row><table>表4.衰落信道；20.6dB;5Hz多普勒；p=1.2，4>=10。；64QAM，无分级，率2/3,1/16保护间隔，2K模式<table>tableseeoriginaldocumentpage23</column></row><table>其他实施方式也落在本发明的〗呆护范围和主旨中。例如，由于软件的属性，上面所描述的功能可以用软件、硬件、固件、硬接线或者它们的<壬4可组合来实现。实if见功效的特^正也可以^立于不同的物理位置，包括功能部件分布在不同的物理位置一皮纟丸4亍。另外，虽然前面的说明谈及本发明，但本说明可以包括一个以上的发明。权利要求1.一种正交频分复用(OFDM)数字信号处理系统，所述OFDM信号包括基带信号，该基带信号包括目的信号，I相分量和Q相分量，该系统包括处理模块，通过在数字化的I相分量和Q相分量信号上进行傅立叶变换来输出所述目的信号，计算频域中数字化基带信号的时间期望值，以及将时间期望值计算的结果应用于基带信号以确定所述目的信号。2.如权利要求1所述的系统，其特征在于，进一步包括调谐模块，用于接收OFDM信号并输出包含所述目的信号、I相分量、Q相分量的所述基带信号。3.如冲又利要求2所述的系统，其特征在于，进一步包括与所述调谐模块相连的模数转换模块，用于接收所述I相分量和Q相分量信号，并输出数字化的I相分量和Q相分量信号。4.用于接收正交频分复用(OFDM)数字信号的零中频(ZIF)接收才几，所述OFDM信号包括目的信号并通过传输信道向该才妄收机传送，所述接收机包括调谐模块，用于接收OFDM信号并输出包含目的信号、I相分量、Q相分量的所述基带信号；与所述调谐模块相连的模数转换模块，用于接收模拟I相分量和Q相分量信号，并输出数字化的I相分量和Q相分量信号；与所述^t数转换才莫块相连的基带处理模块，用于通过在数字化的I相分量和Q相分量信号上进行傅立叶变换来输出所述目的信号，计算频域中数字化基带信号的时间期望值；以及将时间期望值计算的结果应用于基带信号以确定所述目的信号。5.如4又利要求4所述的零中频(ZIF)-接收才几，其特4正在于，所述调谐模块包括带通滤波器；低噪音放大器；AGC放大器；以及用于提供复合波形的本机振荡器。6.如权利要求4所述的零中频(ZIF)接收机，其特征在于，所述基带处理器包括多个存储单元和多个处理器。7.如权利要求4所述的零中频(ZIF)接收机，其特征在于，所述基带处理器采用下列公式估算振幅不平衡因子^和相位不平衡因子伊来电子计算出所述时间期望值》i义附(")-i二(")i"w,附8.—种用于从接收到的OFDM信号输出目的信号的计算机处理方法，包4舌如下步-骤接收OFDM;^各式的信号；通过ZIF直接转换来转换接收到的OFDM信号到各自的I相和Q相(Q)信号；确定经估算的目的信号；通过FFT转换I和Q信号；采用I/Q不平4軒算法处理频域中的I和Q信号以确定多个I/Q不平tf参凄t;才艮据与估算的目的信号和多个I/Q不平衡参数中至少一个的函数关系来计算所述目的信号；以及输出所述目的信号。9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述I/Q不平衡算法包括根据以下公式计算振幅不平衡因子-和相位不平衡因子存<formula>formulaseeoriginaldocumentpage4</formula>10.如^又利要求9所述的方法，其特4i在于，所述I/Q不平^軒参凄史a和p由以下爿>式确定11.如4又利要求10所述的方法，其特征在于，所述目的信号用以下公式从I/Q不平衡参数a和(3导出<formula>formulaseeoriginaldocumentpage5</formula>12.—种具有用于执行方法的计算才几可执行程序的计算才几可读介质，该方法包括从零中频(ZIF)直接转换OFDM接收机接收I相(I)和Q相(Q)信号；通过FFT电子转换所述I和Q信号；估算振幅不平tf因子和相位不平tf因子；以及车餘出响应于l展幅不平tf因子和相^立不平^軒因子的目的信—弓—13.如斥又利要求12所述的计算才几可读介质，其特征在于，才艮据以下/>式估算振幅不平4軒因子和相位不平^f因子<formula>formulaseeoriginaldocumentpage6</formula>3w'14.如纟又利要求13所述的计算机可读介质，其特征在于，进一步包4舌采用以下/>式确定多个不平4軒参凄t:<formula>formulaseeoriginaldocumentpage6</formula>15.如权利要求14所述的计算机可读介质，其特征在于，确定所述目的信号是基于所述多个不平衡参数并采用如下公式<formula>formulaseeoriginaldocumentpage7</formula>16.—种具有改进和测试集成电i各的程序指令的计算才几可读介质，包括用于识别OFDM信号的程序指令，所述OFDM信号包括I相(I)和Q相(Q)信号；用于通过FFT转换所述I和Q信号的程序指令；用于计算振幅不平衡因子和相位不平衡因子的程序指令；以及用于输出响应于所述振幅及相位不平4lf因子的目的信号的程序指令。17.如权利要求16所述的计算才几可读介质，其特征在于，所述程序指令以硬件描述语言(HDL)编写。18.如权利要求17所述的计算机可读介质，其特征在于，所述硬件描述语言是verilog。全文摘要一种ZIF直接转换OFDM接收机，用于估算和校正基带信号中的I/Q不平衡。对接收的信号r(t)进行复合下变频。所述接收的信号r(t)分解为一个I相信号(I)和Q相信号(Q)。I/Q不平衡由本地振荡器引起，因此I/Q不平衡包括一个振幅不平衡因子ρ和相位不平衡因子φ。所述I和Q信号经放大、滤波和数字化。经数字化的I和Q信号通过快速傅里叶变换(FFT)处理。一种I/Q不平衡补偿算法基于时间期望值计算估算出所述振幅不平衡因子ρ和相位不平衡因子φ。所述不平衡因子提供到基带信号来重新产生目的信号x(t)。所述OFDM接收机将该目的信号x(t)输出到信息显示装置。文档编号H04L27/38GK101548520SQ200780032231公开日2009年9月30日申请日期2007年8月29日优先权日2006年8月31日发明者燕李,阿泽丁·图赞申请人:超威半导体公司