用于极性发射机的相位至频率转换的制作方法

专利名称：用于极性发射机的相位至频率转换的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于从输入信号的同相分量(I)和正交相位分
量(Q)中导出相位分量和幅度分量的极性传输方法以及极性发射机(polar transmitter)。
背景技术：
在当前的功率放大器(PA)设计中，线性度和功率效率是关键要求。对于具有幅度和相位调制(例如正交幅度调制(QAM))的无线通信系统，该问题甚至更为关键。尤其地，对于采用正交频分复用(OFDM)作为调制方案的无线通信系统，上述问题会由于OFDM信号具有较高的最大值-平均值比(例如10dB)(这会为用于这些OFDM通信系统的PA的驱动方案引入较高的线性操作要求)而变得更差。但是，这种线性度要求导致PA的效率极大地降低。
为了解决效率要求，己经开发了极性调制技术来协助系统设计。极性调制器可独立地处理载波的幅度和相位信号，它通常与工作在开关模式下的非线性功率放大器一起工作。消除线性操作要求使得功率放大器的效率对于每个调制标准来说都变为最大。在极性调制方案下，多模式操作可以通过数字切换来实现。
在传统的极性调制器中，基带数字处理器提供了 I信号和Q信号，利用IQ混频器(该混频器使用了锁相环(PLL)电路和IQ相移电路)将它们上变频至RF频率。上变频后的信号是组合的，并且该组合相位调制信号随后被经由带通滤波器而提供至相位调制驱动器，相位调制驱动器将其提供至输出级。另一方面，产生了包络调制信号并将其提供至输出级。相位调制信号和包络调制信号在输出级结合，以便产生提供至发送天线的放大的极性调制信号。因此，RF (射频)块被馈入了包络信号和相位信号(或者两者的函数)。在US4972440A中，公开了一种极性调制结构，其中利用两个可编程只读存储器(PROM)将相移键控(PSK)信号的复式采样分解成相位采样和包络采样。随后，包络采样被用来控制C类放大器的DC功率电压，而相位采样被馈入相位调制器。
近来，极性调制技术已经又重新被用于无线通信系统。期望的是，基于极性调制的新结构将实现功率效率更高的发射机、和/或对VCO牵引的免疫、禾卩/或与新技术节点(C090、 C065…)更好的可移植性。这些结构中的大部分都在用于对载波频率信号进行合成的相同锁相环(PLL)中引入了相位调制。更近期的时候，数字PLL实现方式己经与代替了压控振荡器(VCO)的数控振荡器(DCO)相伴出现。例如，US2002/0191727公开了一种结构，其中表示期望瞬态振荡频率的数字对合成后的频率进行控制。
因此，当采用PLL来获取期望的相位调制时，必须对相位采样(通常是利用坐标旋转数字计算机(CORDIC)算法产生的)进行差分以便产生瞬态频率采样。其后，瞬态频率采样被用于转移DCO振荡频率以使得期望的相位被累积在采样间隔的末端，或者如果采用了VCO则还可将瞬态频率采样馈入一个数模转换器。对于给定极性结构和特定调制类型，包络信号所需的最小更新速率无需与相位所需的最小更新速率相一致。术语"最小"意味着提供令人满意的(符合标准的)发送信号质量的最小采样速率。
CORDIC算法总是在同一速率下产生两个信号。在这种情况下，CORDIC块必须在最高期望更新速率下工作，并且随后必须忽略过采样信号的多余采样。
但是，很难合成净信号(clean signal),更具体地说，很难获得与标准的或客户指定的发送频谱模板相符合的信号
发明内容
本发明的一个目的是提供一种极性发射机以及极性传输方法，通过它们可以优化期望相位信号更新速率和频谱纯度之间的折中。
权利要求1所要求保护的极性发射机和权利要求8所要求保护的极性发送方法实现了上述目的。
由此，第二采样速率可被用作数控振荡器中的较低的更新速率，以便节省功率或满足速度限制，同时由于较高的第一采样速率而获得的过剩的相位采样实现了数控振荡器之后的更好的相位分量近似。这种更好的近似有利于合成信道附近的更净的频谱。
第二转换器可能包括插值器，用于以第一系数对相位分量在第一采样速率下的输入采样进行插值；重构滤波器，用于对插值后的采样进行滤波；以及下采样器，用于以第二系数对计算出的所述频率分量的采样进行下采样。这提供了这样的优势输入相位采样速率和输出频率更新速率不必以整数值相关，而是可以以任何比例值相关。
此外，第二转换器可包括频率计算器，用于通过利用相位分量的当前实现的采样来计算所述频率分量，从而使得相位分量在第一采样速率下的输入采样与在预定个采样间隔期间进行线性插值后的相位之间的距离(例如欧几里德距离)最小。通过包括预定个数的采样间隔，可以避免选择局部最小值，从而使得下一采样间隔中的相位分量近似不会变差。
在特定示例中，频率计算器可能适用于通过将计算出的频率分量映射至最接近的有效量化值来获取量化的频率分量。此外，频率计算器可能适用于基于相位分量的当前实现的采样和量化的频率分量来计算相位分量的下一次实现的采样。
作为附加选择，第二转换器可能包括切换装置，用于对从相位分量的将要到来的采样获得的频率分量与预定阈值进行比较，以及用于响应于比较的结果而在速率转换和没有速率转换的线性近似之间切换。从而，可以减轻突然相位变化所造成的近似误差。
从属权利要求中定义了其它有利发展或修改。


现在将参考附图根据优选实施例来描述本发明，附图中
图1示出了导出极性信号的构思的示意功能框图2示出了根据第一优选实施例的极性发射机的示意功能框图；图3示出了没有速率转换的用于导出瞬态频率的程序的示意流
程图4示出了根据第一优选实施例的具有速率转换的用于导出瞬
态频率的程序的示意流程图5示出了输出传输频谱和模板的频率图6示出了信号谷处的重构相位输出信号的时间图7示出了快速变换时的重构相位输出信号的时间图；以及
图8示出了根据第二优选实施例的用于导出瞬态频率的修改后
的程序的示意流程图。
具体实施例方式
将结合极性发射机结构来描述优选实施例，该极性发射机结构用了无线通信系统(例如，蓝牙2.0EDR (增强的数据速率)、UWB
(超宽带)、WLAN (无线局域网)、或GSM EDGE (全球移动通信系统增强型数据速率GSM演进技术))中的IQ调制。
给定任意基带信号(利用Cartesian分解描述)，其幅度分量和相位分量的频谱通常总是远远宽于其Cartesian分量(同相信号和正交相位信号)的频谱。任一 Cartesian分量的频谱基本上与最终发送的信号的频谱(与移至载波频率的频率相远离)相一致。这就意味着，为了合成净频谱，需要对幅度分量和相位分量相对于其Cartesian量过采样。这存在一个严峻的挑战，尤其是在处理已经很宽的同相信号和正交相位信号时，例如在IEEE 802.11 a/g中。
图1示出了一般的极性发射机中的传统的信号产生的示意功能框图。I和Q信号产生块10根据当前实施的标准(例如IEEE802.11a/b/g或者EDR蓝牙)来产生同相(I)采样和正交(Q)采样
(x[n]和y[n])。考虑相位信号和包络信号(r[n]和小[n])所需的最小采样频率(而不是正交采样本身的带宽)来导出这些信号的采样频率。在CORDIC (坐标旋转数字计算机)块20中计算相位信号和包络信号，块20需要工作在同一采样频率下。随后，相位信号和包络信号被馈入任意函数发生器30 (F (r[n]， 4) [n]))以便产生极性信
7号(Pl[n]， p2[n]， ...， pk[n])，它们最终控制了极性发射机。例如，任意函数发生器可能是k=2， p,[n^r[n]，并且p2[n]= * [n+l]_ * [n]。
总之，CORDIC块20中所采用的CORDIC算法是基于用于近似标准的超越函数的计算方法的。它不是用诸如多项式或有理函数近似之类的基于微积分的方法。
给定极性结构和特定调制类型(OFDM、 CDMA、 QPSK…)，包络(幅度)信号所需的更新速率无需与相位所需的更新速率相一致。更新速率取决于用于幅度和相位的重构滤波器、重新组合程序、期望性能等。但是，CORDIC算法由于其自己的工作特性而使得同一采样频率下的相位信号和包络信号都是可获得的。在这种情况下，CORDIC块20必须工作在最高的期望更新频率下，并且随后必须忽略过采样信号的多余的采样。可以通过在较高速率下更新两个信号(有利于精度，但是可能会浪费功率)或者通过在将过采样信号下采样至实际期望更新速率之前重新利用尽量多的有效信息来改正这种浪费。
在其它一些环境中，例如为了获取更好的相位近似，基带引擎(CORDIC、 DSP、查找表等)可能被选择来产生高频相位数据流，尽管最终还是为了节省功率或由于DCO中的速度限制而在DCO中使用较低更新速率。
在优选实施例中，可以通过下述方式来优化极性发射机中的相位至频率转换处理在基带引擎提供比为了更新PLL而最终采用的采样频率更高的采样速率；以及不仅利用相位至频率转换器来计算瞬态频率、量化以及在需要时进行钳位，而且使用相位至频率转换器来改变数据速率(下变频)以及执行所有的前述任务(频率计算、量化以及钳位)，从而优化最终结果的频率纯度。也就是说，过剩的相位采样可被用来获取DCO之后的相位信号的更好近似。这个更好近似有利于合成信道附近的更净的频谱。
根据第一和第二优选实施例的下述示例实施方式适用于例如IEEE 802.1 la/b/g标准。
图2示出了根据第一实施例的极性发射机结构的示意功能框图。
8根据输入相位信号4)[n]从相位至频率转换器60得到瞬态频率采样 f,[n]，它们被提供至用于合成载波信号的PLL电路的DC0 70，同时 以零阶保持的方式(即，输入被采样并被保持了特定采样周期)将包 络采样r[n]提供至幅度控制装置，例如功率放大器(PA) 80。为了 将来自零阶保持动作的更强混叠推至很远以及使滤波变得容易，这类 极性发射机要求更高的用于包络的更新速率。来自相位信息的混叠相 较而言不严重，原因在于，相位采样经历了由于PLL回路中的积分 而产生的一阶保持插值。在将功率放大器80的极性调制后的输出信 号发送出去之前先使之通过带通滤波器90。
在相位至频率转换器60的一般实现中，输入相位采样速率和输 出瞬态频率更新速率以比例P/Q而不是整数K相关。那么，在根据 我们的方法利用下采样系数P来计算瞬态频率之前，必须在插值器 62中以系数Q来对输入相位采样小[n]进行插值，并且进一步利用重 构滤波器64来进行滤波。在图2中，瞬态频率的计算被分成下采样 器66所执行的下采样函数以及相位至频率计算器68所执行的相位至 频率转换函数。但是，应该注意的是，块66和块68的处理可以结合 在单个相位至频率转换计算块中。此外，可以在至少一个数字信号处
理器上实现块62和块68的处理，其中每个块均可以是一个独立的硬 件单元或者控制至少一个数字信号处理器的软件例程。
图3示出了没有速率转换的用于导出瞬态频率的程序的示意流 程图。定时的数控DCO的使用意味着，它们的振荡频率在离散时间 取离散值。这些装置通过分段线性信号来近似希望的相位。图3示出 了导出这种DCO的瞬态频率偏移(相对于信道中心)的简单程序， 其中包括量化和钳位。在这种情况下，输出瞬态频率更新速率与输入 相位采样速率相同。
在步骤S101,计算下一个期望相位采样和当前所实现的相位采 样之差。随后在步骤S102，通过将期望的瞬态频率映射至最接近的 有效量化值来执行量化和钳位。此后在步骤S103，根据当前实现的 相位采样和量化的瞬态频率来计算下一次实现的相位采样。最终，运 行参数N加一，并且程序跳回至用于下一次期望相位采样的重复步骤SlOl。
图4示出了根据第一优选实施例的具有速率转换的用于导出瞬
态频率的程序的相位至频率计数器68的程序的示意流程图。在图4 中，期望瞬态频率更新速率(采样速率)小于输入相位更新速率(采 样速率)。假设，对于经过的时间，输入采样速率是输出釆样速率(fs) 的K倍。那么，考虑到预定个数M个输出采样周期，在步骤S201 中，计算使得输入相位采样和利用线性插值以系数K上采样后的输 出相位采样之间的距离最小的斜率(瞬态频率)。具体地说，在M 个采样间隔(l/fs)期间，利用当前实现的相位采样，计算使得输入 过釆样相位(Kfs)和线性内插相位之间的欧几里德距离最小的瞬态 频率值。
随后，在步骤S202中通过将期望瞬态频率映射至最接近的有效 量化值来对该斜率进行量化和钳位。随后，在步骤S203，根据当前 实现的相位采样和量化后的瞬态频率来计算下一次实现的相位采样。 此后，运行参数N在步骤S204加一，并且程序跳回至步骤S201以 重复上述程序。
根据图4的对当前瞬态频率的计算中包含M个采样间隔就避免 了对局部最小值的选择，而这种对局部最小值的选择可能会使得下一 采样间隔中的相位信号近似变得更差。
例如，现在考虑用于传输IEEE 802.11 a/g信号的极性发射机。
图5示出了用于上述示例的输出传输频谱和模板的频率图。还 是假设基带引擎以400MHz产生相位采样，但是为了节省功率以及由 于速度限制，瞬态DCO频率不能以快于200MHz的速度改变。在传 统系统中，400MHz的数据流由此被降低至200MHz并被馈入相位至 频率转换器，其产生了输出频谱S0，并因此不满足更普遍且较宽松 的IEEE模板S3下的示例突出模板S2所设置的严格限制。
但是，根据具有下采样的相位至频率转换的优选实施例， 400MHz的数据流可被直接馈入图2的相位至频率转换器60，并且可 以获得满足突出模板S2的标准的改进的输出频谱Sl。
但是，参见图5，可以看到，第一优选实施例所获得的改进的输出频谱Sl表现出了 50MHz和100MHz之间的两个不利突起。后面 将基于图7来解释这一现象。 '
图6示出了信号谷处的重构相位输出信号的时间图。在此，示 出了时域中的一段重构相位信号。理想曲线Pi对应于具有无限更新 频率和无限个比特的理想极性发射机(理想情况)所合成出来的相位。 理想曲线Pi对400MHz下的所有有效相位采样("*")进行连接。 第一分段线性线PI对应于利用200MHz下采样到的相位输入信息所 重构出的相位，而第二分段线性线P2 (也是以200MHz进行更新) 是通过考虑更新瞬态之间的采样瞬态(即，利用400MHz下的采样) 而获得的。这个第二线P2对应于根据第一优选实施例的分段线性信 号，其降低了理想相位和最终重构相位之间的欧几里德距离。
图7示出了快速变换时的重构相位输出信号的时间图。同样示 出了理想曲线Qi，其连接400MHz下的所有有效相位采样("*")。 第一分段线性线Q1对应于利用200MHz下采样到的相位输入信息所 重构出的相位，而第二分段线性线Q2 (也是以200MHz进行更新) 是通过考虑更新瞬态之间的采样瞬态(即，利用400MHz下的采样) 而获得的。这个第二线Q2对应于根据第一优选实施例的分段线性信 号，其降低了理想相位和最终重构相位之间的欧几里德距离。可从图 7知道，对于突然的相位变化，所提出的相位至频率转换倾向于在再 次落下之前"成环"。如果优化间隔太小(即，参数M太小)，那 么可能会出现这种效果，或者原因仅仅在于，尽管成环还是会使欧几 里德距离最小。
但是，可以利用对第一优选实施例的很小的修改(这导出了下 面的第二实施例)来使上述"成环"现象得到控制。
图8示出了根据第二优选实施例的用于导出瞬态频率的相位至 频率计算器68的修改后的程序的示意流程图。想法在于在检测到快 速变换时(类似图7)切换至图3的简单线性插值方法，否则使用图 4的优化重构方法。可以用参数来对"快速变换"进行定义，例如斜 率大小AFc。那么，可以提前预定个采样(例如L个釆样)完成检
11根据图8，在步骤S301检查在下面的L个采样中是否存在大于 预定阈值AFc的任何瞬态频率。这可以通过简单的频率计算以及比 较操作来实现。如果己经确定了更大的瞬态频率，那么程序进入步骤 S302,在歩骤S302中采用图3的简单的频率计算程序来导出瞬态频 率。否如，如果没有计算出大于预定阈值AFc的瞬态频率，那么程 序进入步骤S303，在步骤S303中采用图4的距离最小化程序来导出 瞬态频率。在两种情况下，程序都继续进入步骤S304，其中运行参 数N加一并且程序跳至步骤S301以便重复上述程序。
已经测试了根据第二优选实施例的修改，并且在选择正确的阈 值AFc时确实可以去除图5的两个不利突起，同时还具有噪声整形 的好处。
注意，可以在用于包括IEEE 802.1 la/b/g、 IEEE 802.16禾卩IEEE 802.15在内的各种无线标准的任何极性发射机中应用优选实施例。
总之，已经描述了一种用于发送从输入信号的同相分量(I)和 正交相位分量(Q)中导出相位分量和幅度分量的极性传输方法以及 极性发射机。提供了第一转换，用于在第一采样速率下将同相分量(1) 和正交相位分量(Q)转换成相位分量和幅度分量。此外，提供了第 二转换，用于将相位分量转换成频率分量，其中第二转换包括一个速 率转换，用于将第一采样速率转换成较低的第二采样速率，其中在第 二采样速率下提供频率分量。从而，第二采样速率可被用作数控振荡
器中的较低的更新速率，以便节省功率或满足速度限制，同时由于较 高的第一采样速率而获得的过剩的相位分量实现了数控振荡器之后 的更好的相位分量近似。这种更好的近似有利于合成信道附近的更净 的频谱。
注意，本发明并不限于上述优选实施例，而是适用于基于从笛 卡尔I和Q分量产生分开的幅度和相位调制信号的所有极性发射机 结构。可利用分开的硬件单元或者通过控制计算机装置(如数字信号 处理器等)的软件程序来实施图3、图4和图8的程序步骤。因此， 可以在所附权利要求的范围内改变优选实施例。
最后但也是很重要的，应该注意到，包括权利要求在内的说明
12书中使用的术语"包括"或"具有"旨在指定所述特征、装置、步骤 或分量的存在，而不排除其它一个或多个其它特征、装置、步骤或分 量的存在。此外，元素之前的词语"一个"或"一种"并不排除多个 这种元素的存在。此外，任何标号都不用于限制权利要求的范围。
权利要求
1. 一种用于发送从输入信号的同相分量(I)和正交相位分量(Q)中导出的相位分量和幅度分量的极性发射机，其包括第一转换器(20)，用于在第一采样速率下将所述同相分量(I)和正交相位分量(Q)转换成所述相位分量和幅度分量；以及第二转换器(60)，用于将所述相位分量转换成频率分量，并且用于将所述第一采样速率进行速率转换以得到较低的第二采样速率，其中在所述第二采样速率下提供所述频率分量。
2. 如权利要求1所述的极性发射机，其中所述第二转换器包括插值器(62)，用于以第一系数对所述相位分量在所述第一釆样速率 下的输入采样进行插值；重构滤波器(64)，用于对插值后的采样进 行滤波；以及下采样器(66)，用于以第二系数对计算出的所述频率 分量的采样进行下采样。
3. 如权利要求1所述的极性发射机，其中所述第二转换器(60) 包括频率计算器(68)，用于通过利用所述相位分量的当前实现的采 样来计算所述频率分量，从而使得所述相位分量在所述第一采样速率下的输入采样与在预定个采样间隔期间进行线性插值后的相位之间 的距离最小。
4. 如权利要求3所述的极性发射机，其中所述频率计算器(68) 适用于通过将计算出的频率分量映射至最接近的有效量化值来获取 量化的频率分量。
5. 如权利要求3或4所述的极性发射机，其中所述频率计算器 (68)适用于基于所述相位分量的所述当前实现的采样和所述量化的频率分量来计算所述相位分量的下一次实现的采样。
6. 如上述任一权利要求所述的极性发射机，其中所述第二转换器(60)包括切换装置(S301)，用于对从所述相位分量的将要到 来的采样获得的频率分量与预定阈值进行比较，以及用于响应于所述 比较的结果而在所述速率转换和没有速率转换的线性近似之间切换。
7. 如上述任一权利要求所述的极性发射机，其中所述频率分量 被提供至一个数控振荡器(70)。
8. —种用于发送从输入信号的同相分量(I)和正交相位分量(Q) 中导出的相位分量和幅度分量的方法，所述方法包括第一转换步骤，用于在第一采样速率下将所述同相分量(I)和 正交相位分量(Q)转换成所述相位分量和幅度分量；以及第二转换步骤(S201， S202)，用于将所述相位分量转换成频 率分量，其中所述第二转换步骤包括一个速率转换歩骤(S202)， 用于将所述第一采样速率转换成较低的第二采样速率，其中在所述第 二采样速率下提供所述频率分量。
9. 一种计算机程序产品，其包括当在计算机装置中运行时产生 方法权利要求8的步骤的代码部件。
全文摘要
本发明涉及一种用于发送从输入信号的同相分量(I)和正交相位分量(Q)中导出的相位分量和幅度分量的极性发射方法和极性发射机。提供了第一转换，用于在第一采样速率下将同相分量(I)和正交相位分量(Q)转换成相位分量和幅度分量。此外，提供了第二转换，用于将相位分量转换成频率分量，其中第二转换包括一个速率转换，用于将第一采样速率转换成较低的第二采样速率，其中在第二采样速率下提供频率分量。从而，第二采样速率可被用作数控振荡器中的较低的更新速率，以便节省功率或满足速度限制，同时由于较高的第一采样速率而获得的过剩的相位分量实现了数控振荡器之后的更好的相位分量近似。这种更好的近似有利于合成信道附近的更净的频谱。
文档编号H04L27/34GK101513003SQ200780032228
公开日2009年8月19日 申请日期2007年6月19日 优先权日2006年6月28日
发明者保卢斯·T·M·范塞尔, 内纳德·帕夫洛维茨, 沃伊坎·维多伊科维奇, 马内尔·科拉多斯·阿森西奥 申请人:Nxp股份有限公司