光学接收机及其电力供应控制方法、数字信号处理电路的制作方法

专利名称：光学接收机及其电力供应控制方法、数字信号处理电路的制作方法
技术领域：
本文讨论的实施方式涉及用于有效地执行向光纤通信中使用的光学 接收机进行的电力供应的控制技术，并且具体地说，涉及用于执行数字 信号处理的光学接收机的电力供应控制的方法，并且涉及数字信号处理 电路和光学接收机。
背景技术：
现在，数字接收方法被应用至用于光纤通信系统的光学接收机，由 此实现装置成本降低。特别是，在应用数字相干接收方法的光学接收机 中，可以在光学信号被相干地接收并转换成电信号之后通过数字信号处
理执行色散(dispersion)补偿。因为不需要在使用高成本色散补偿纤维 等的光学条件下执行色散补偿，所以可以期望装置成本方面有显著降低。
具体来说，在数字相干光学接收机中，通过将接收信号光与本机振 荡光相混合而生成的光学信号被光电转换器和AD转换器转换成数字电 信号。接着，在被输入该数字信号的数字信号处理电路中，执行用于实 现上述色散补偿的波形均衡处理和信号辨别处理等。该数字信号处理电 路具有用于根据数字信号的算法处理来实现各种函数的大规模电路构 造，并且通常来说，执行用于波形均衡的算法处理的电路模块占用了该 数字信号处理电路的大部分。
作为上述数字信号处理电路中的涉及波形均衡的常规技术，已经提 出了这样一种技术，在该技术中，例如利用具有有限冲激响应(FIR)特 性的滤波器等执行接收信号的滤波，并且，与信号质量的监测结果相对 应地，恰当设置用作FIR滤波器的权重等的多个可变参数(分接(tap) 系数)，由此，抑制可归因于波形色散或偏振模式色散的波形劣化(例如， 参照日本特开专利公报2008-35319)。
8然而，在上述利用FIR滤波器等实现波形均衡的常规光学接收机中， 存在的问题在于，功耗较大。g卩，光纤传输线路中的色散(chromatic dispersion)的影响随着光学信号传输速度的增加而变得显著。而且，当 接收到大约40 Gb/s的超高速光学信号时，偏振模式色散的影响也不能被 忽略。因此，必需高精度地执行对波形色散和偏振模式色散的补偿。为 了实现这种高精度色散补偿，必需增加波形均衡中使用的滤波器的分接 数，并且必需根据光纤传输线路的状态最优化每一个分接系数。如果滤 波器的分接数增加，则有效操作滤波器所需功率也随之增加。因此，光 学接收的功耗增加。换句话说，在常规光学接收机中，存在的问题在于， 为了通过数字信号处理高精度地执行波形均衡，不能避免功耗的增加。

发明内容
鉴于上述情况，本发明的一个目的是提供一种针对执行数字信号处 理的光学接收机的电力供应控制方法，以及数字信号处理电路和光学接 收机，该方法可以实现消耗功率的减少同时高精度地实现波形均衡。
根据本发明的一个方面，在此提出的针对光学接收机的电力供应控 制方法是一种用于控制对光学接收机的电力的供应状态的方法，该光学 接收机接收沿光纤传输线路传播的信号光、将该信号光转换成数字电信 号，以及数字信号处理获取的接收信号，由此再现数据，并且该方法当 在该光学接收机中执行的数字信号处理包括用于执行该接收信号的波形 均衡的操作时被应用。该电力供应控制的方法包括基于光纤传输线路 的状态，计算在接收信号的波形均衡中使用的可变参数的操作；用于确 定计算出的多个可变参数中的、绝对值小于预先确定的阈值的可变参数 的操作；以及针对执行接收信号的波形均衡的电路，生成用于停止到与 确定的可变参数相对应的电路部分的电力供应的电力控制信号的操作。
根据上述提出中的用于光学接收机的电力供应控制方法，在基于光 纤传输线路的状态而计算出的多个可变参数中，确定绝对值小于阈值的 可变参数，即，对接收信号的波形均衡影响较小的可变参数，并且停止 向与该可变参数相对应的电路部分的电力供应。因此，可以降低功耗，
9同时实现高精度的波形均衡。
根据权利要求书中具体指出的要素和组合，将认识到并获得本发明 的目的和优点。
应当明白，前面的一般描述和下面的详细描述都是示例性和解释性 的，而不是对要求保护的本发明进行限制。


图1是例示第一实施方式的光学接收机的构造的框图。
图2是例示第一实施方式的光学接收部和AD转换部的构造例的框图。
图3是例示第一实施方式的数字信号处理电路的构造例的框图。 图4是例示第一实施方式中计算出的针对每一个色散补偿量的FIR
滤波器分接系数的实施例。
图5是例示第一实施方式中的用于针对波形均衡部的电力供应的控
制操作的流程图。
图6是例示第一应用例中的数字信号处理电路的构造的框图。
图7是例示第一应用例中的用于针对波形均衡部的电力供应的控制
操作的流程图。
图8是例示第二应用例中的数字信号处理电路的构造的框图。 图9是例示第二应用例中的用于针对波形均衡部的电力供应的控制 操作的流程图。
图10是例示可应用于第二实施方式的光学接收机的数字信号处理
电路的构造的框图。
图11是例示第三实施方式的光学接收机的构造的框图。
图12是例示可应用于第四实施方式的光学接收机的数字信号处理
电路的构造的框图。
图13是用于描述第四实施方式中的非线性失真补偿的图。
图14是例示与上述实施方式相关的偏振复用方法相对应的构造例
的框图。图15是例示与涉及上述实施方式的自相干接收方法相对应的构造
例的框图。
图16是例示与图15的偏振复用方法相对应的构造例的框图。
具体实施例方式
下面，参照附图，对本发明的实施方式进行描述。 图1是例示使用电力供应控制方法的第一实施方式的光学接收机的 构造的框图。
在图1中，这个实施方式的光学接收机例如包括接收输入信号光 并将其转换成电信号的光学接收部1;将在光学接收部1中转换出的模拟 电信号转换成数字信号以获取接收信号的AD转换部3;以及对在AD转 换部3中转换出的接收信号执行数字信号处理以再现数据的数字信号处 理电路5。而且，数字信号处理电路5包括作为其功能模块的对接收信 号执行波形均衡的波形均衡部51;计算在波形均衡部51中使用的滤波器
系数(可变参数)的滤波器系数计算部52;与滤波器系数的值相对应地
控制向波形均衡部51进行的电力供应的电力供应控制部53;以及辨别处 理已经在波形均衡部51中经波形均衡的接收信号以再现数据的辨别处理 部54。下面，对光学接收机的这些部分的构造进行具体描述。
对于光学接收部l来说，例如，假定已经经受多值相移键控(PSK) 的信号光(下面，称为mPSK信号光，其中，"m"为2n (n-l、2、3等)) 被相干地接收作为输入信号光的情况，则可以应用如图2左侧所示构造。 在图2的实施例中，将沿连接至光学接收机的输入端口 IN的光纤传输线 路(该图中未示出)传播的mPSK信号光经由偏振控制器11提供给光学 混合电路12的一个输入端子。将从本机振荡光源13输出的光提供给该 光学混合电路12的另一输入端，从而，由偏振控制器11可变地控制与 本机振荡光的偏振状态相对的mPSK信号光的偏振状态。光学混合电路 12混合输入的mPSK信号光和本机振荡光，并且分别向光学检测器(0/E) 14和15输出彼此相差90度光学相位的两组光。光学检测器14和15接 收来自光学混合电路12的输出光，并且执行光电转换检测。
iiAD转换部3，举例来说，如图2右侧所示，具有两个AD转换器 (ADC) 31和32，和一个时钟生成电路(CR) 33。 AD转换器31和32 根据从时钟生成电路33输出的时钟信号CLK，通过采样将从光学检测器 14和15输出的模拟接收信号转换成数字信号。将从相应AD转换器31 和32输出的数字信号I和Q输入至数字信号处理电路5的波形均衡部51 。
作为光学接收部1和AD转换部3的具体构造，这里，给出了针对 相干地接收mPSK信号光的情况的实施例。然而，能够被本发明的光学 接收机处理的信号光的调制格式不限于mPSK，对于可应用于数字接收方 法(例如，多电平正交振幅调制(MQAM)调制格式等)的已知调制格 式来说，本发明都是有效的。而且，本发明的希望接收方法是相干接收 方法。然而，例如，本发明还可以适于直接检测系统。
对于波形均衡部51来说，可以这样构造，例如，应用具有有限冲激 响应(FIR)特性的普通滤波器(下面，称为FIR滤波器)，从而可以在 不执行带宽限制的情况下进行接收信号的波形均衡。该FIR滤波器可以 由例如如图3左上部所示的电路构造来实现，其中，将串联连接的多个 延迟电路511、多个复数乘法电路512以及一加法电路513组合在一起。 延迟电路511将来自AD转换器31和32的接收信号I和Q延迟达时间 间隔T。延迟之前的输入信号和被延迟电路511延迟的信号每一个都具有 被分接并递送至对应复数乘法电路512的一部分。这里，作为分接号， 第一级延迟电路511的输入侧的分接头被标示为0，输出侧的分接头被标 示为1，而此后多个级的延迟电路511的输出侧的分接头按顺序标示为2 到k。复数乘法电路512将分接的第i个分量(i-0到k)乘以在分接系 数计算部52中计算出的分接系数Ci，并将结果输出至加法电路513。分 接系数Ci是范围从-1到+1的可变参数集。加法电路513求取来自复数乘 法电路512的输出分量的总和。结果，从加法电路513输出已经根据与 设置的分接系数C0到Ck相对应的滤波器特性对接收信号I和Q进行了 波形均衡的信号I'和Q'，并递送至辨别处理部54。
分接系数计算部52根据连接至光学接收机的输入端口 IN的光纤传 输线路的状态计算FIR滤波器的相应分接系数CO到Ck，以使波形均衡
12部51进行最优化色散补偿。将分接系数计算部52的计算结果提供给与 FIR滤波器相对应的乘法电路512并且还发送至电力供应控制部53。对 于光纤传输线路的状态来说，将造成接收信号光波形劣化的色散或偏振 模式色散的生成量等表达为参数。如果这些参数，特别是针对色散的参 数，基本上按光纤传输线路中使用的光纤的类型和长度以及信号波长来 划分，则可以预先确定与这些参数相对应的值，并且可以从外部向分接 系数计算部52提供与这些值相对应地设置的色散补偿量。
为给出分接系数计算部52中的计算方法的实施例，当信号光被具有 色散值A( m)的光纤传播了 L (m)时，该信号光的传递函数H (co)
可以由下面等式(1)来表达。
//( = expC2AZ/2) …(1)
均衡滤波器的用于补偿信号光的色散的传递函数H" (co)由下面等 式(2)表达。
/r'0 )-expC/^Ai:/2) …(2)
FIR滤波器的与上述等式(2)相对应的分接系数Ck可以根据下面
等式(3)计算出，并且AD转换器31和32中的采样频率的倒数为Ts。
O:=丄「 exp[y(,2^/2 + ... (3)
2;r " 7]r
电力供应控制部53执行从分接系数计算部52发送来的相应分接系 数CO到Ck与预先确定的阈值Cth (正数)之间的比较，并且如果分接 系数Cj (j-0到k)的绝对值小于阈值Ch，则生成用于停止向与滤波器 系数Cj相对应的电路部分供应电力的电力控制信号Si和Sq，并且将它 们输出至FIR滤波器。这虽，基于分接系数Cj的实部的绝对值与阈值 Ch之间的比较，电力控制信号Si停止向与Cj的实部相关的电路部分供 应电力。而且，基于分接系数Cj的虚部的绝对值与阈值Ch之间的比较， 电力控制信号Sq停止向与Cj的虚部相关的电路部分供应电力。然而， 为了简化电路，可以这样构造，仅基于复数Cj的绝对值与阈值Cth的比 较结果，生成用作针对Cj的实部和虚部两者的公用电力控制信号的Si， 而不分开处理滤波器系数Cj的实部和虚部。关于上述阈值Cth，根据光 学接收机的规格等来确定该阈值，并且可以基于FIR滤波器的波形均衡
13(色散补偿)的误差的容许值来预先设置合适值。这可以考虑到操作期 间的电路功耗与发送信号质量之间的平衡来自适应地控制。按上述方式，
电力供应控制部53具有作为可变参数确定装置和电力控制信号生成装置 的功能。
图4是例示分接系数计算部52计算出的针对各色散补偿量的FIR滤 波器分接系数的实施例。该图中的x轴例示了分接号，而y轴例示了分 接系数。这里，将正数和负数附加至该分接头，以计算分接系数。在图3 所示FIR滤波器的构造例中，不存在与负滤波器号的对应。然而，通过 向前扩展延迟电路511并在零号分接头前顺序地连接负编号分接头，可 以考虑与正滤波器号和负滤波器号两者相对应的FIR滤波器。
在图4的计算例中，当色散补偿量为0 ps/nm时，在跨正/负数的分 接系数中，仅针对0及其邻域的分接系数具有较大的绝对值，而其它分 接系数近似地变为零。在这种情况下，如该图中虚线区所示，针对0及 其邻域以外的分接系数的绝对值变得小于阈值Cth，变成停止电力供应的 对象。如果将色散补偿量增加至1000ps/nm，则与零到大约士IO的分接号 相对应的分接系数的绝对值变得较大，并且具有远离这些分接号的分接 号的分接系数的绝对值变得小于阈值Cth，变成停止电力供应的对象。如 果将色散补偿量进一步增加至3000ps/nm，则与为零到大约士30的分接号 相对应的分接系数的绝对值变得较大，并且具有远离这些分接号的分接 号的分接系数的绝对值变得小于阈值Cth，变成停止电力供应的对象。甚 至，即使分接号在士30的范围内，分接系数的实部(Re)或虚部(Im) 的绝对值中的任一个小于阈值Cth的分接号(例如，分接号±10的虚部， 分接号±17的实部等)，其计算电路的一部分也是停止电力供应的对象。 如果将色散补偿量增加至5000 ps/nm，则所有分接系数的绝对值变得大 于阈值Cth。在这种情况下，向FIR滤波器的所有电路部分供应基本电力。 然而，对于滤波器系数的实部或虚部中的任一个的绝对值小于阈值Cth 的滤波器号，其计算电路的一部分是停止电力供应的对象。
作为用于停止向与绝对值小于阈值Cth的分接系数Cj相对应的电路 部分供应电力的具体方法，根据从电力供应控制部53输出的控制信号Si和Sq，例如，可以停止向设置有分接系数Qj的FIR滤波器的复数乘法电 路512的电力供应。而且，可以停止向将加法电路513中的与分接系数 Cj相对应的组件和另一组件相组合的电路部件的电力供应。而且，当针 对第j个系数和此后的系数的分接系数Cj到Ck都小于阈值Cth时，可以 停止针对j级到k级的、作为延迟电路511提供的缓冲电路的电力供应。 另外，虽然这里从图中省略了，但如果设置有用于与FIR滤波器相关联 的歪斜调节(skewadjustment)的缓冲电路，则还可以停止针对该缓冲电 路的电力供应。
关于上述停止电力供应的方法，可以是停止用于驱动变为控制对象 的电路部分的电力的方法，即，停止所谓的电源，也可以是停止提供给 该电路部分的时钟信号的方法。在停止时钟信号的情况下，当该电路部 分的输出变为零时停止时钟信号的供应，或者与停止时钟信号同时地将 电路输出强制为零。还可以同时执行停止功率源和停止时钟信号，或者 单独执行任一个。如果将功率源和时钟信号同时停止，则可以有效地降 低光学接收机的功耗。
举例来说如图3右侧所示，辨别处理部54具有频率/相位补偿控制 电路541和信号辨别电路542。频率/相位补偿控制电路541使已经在波 形均衡部51中被波形均衡的信号I'和Q'经受己知处理，如频率偏移补偿 或相位同步，并将结果输出至信号辨别电路542。信号辨别电路542对来 自频率/相位补偿控制电路541的信号执行辨别处理，由此生成数据。将 接收数据经由输出端口OUT输出至光学接收机的外侧或者输出至执行诸 如帧处理或前向纠错(FEC)解码处理的必需信号处理的分立的电路模块。
接下来，参照图5的流程图，对前述电力供应控制部53进行的对波 形均衡部51的电力供应的控制操作进行详细描述。
在这个实施方式中，在开始操作信号光之前的阶段中，即，在光学 接收机接收来自连接至光学接收机的输入端口 IN的光纤传输线路的信号 光之前，由电力供应控制部53来最优化提供给波形均衡部51的电力。 更具体地说，首先，与根据连接至输入端口IN的光纤传输线路的类型和 长度确定的色散值相对应地，确定补偿接收信号光中所生成的色散所需
15色散补偿量，并将该色散补偿量提供给光学接收机的分接系数计算部52 (图5的流程图中所示S11)。
在分接系数计算部52中，根据上述等式(3)计算FIR滤波器的与 提供的色散补偿量相对应的分接系数C0到Ck的值(S12)。更具体地说， 对于例如将1000 ps/mn设置为色散补偿量的情况来说，由此考虑上述图 4的计算例，如右上侧所示地计算与分接号相对应的分接系数。将分接系 数计算部52获取的分接系数C0到Ck提供给FIR滤波器的对应复数乘 法电路512，并且同时，还提供给电力供应控制部53。
在电力供应控制部53中，将来自分接系数计算部52的分接系数C0 到Ck的绝对值与预先确定的阈值Cth进行比较，并且确定绝对值小于阈 值Cth的分接系数Cj (S13)。接着，生成用于停止向与分接系数Cj相对 应的电路供应电力的电力控制信号，并将该电力控制信号输出至FIR滤 波器(S14)。在已经接收到来自电力供应控制部53的电力控制信号的FIR 滤波器中，停止向与小于阈值Cth的分接系数Cj相对应的复数乘法电路 512等的电力供应(S15)。
当按上述方式在开始操作之前完成向FIR滤波器的电力供应时，利 用FIR滤波器的相应分接系数的设置并维持电力供应状态，开始操作信 号光，并且通过光学接收机相干地接收在光纤传输线路中传播的信号光。 这时，在数字信号处理电路5中，在FIR滤波器的与相应分接系数CO到 Ck相对应的电路部分中，仅与具有大于或等于阈值Cth的绝对值的分接 系数相对应的电路部分接收到将有效操作的电力供应，并且由FIR滤波 器执行来自AD转换器31和32的数字信号I和Q的波形均衡(色散补 偿)。这时，不向与被认为对色散补偿的影响较小的在误差容许范围中的 分接系数相对应的电路部分供应电力。因此，可以降低光学接收机的功 耗，同时因有效色散补偿而实现卓越的接收性能。
接下来，对与第一实施方式有关的应用例进行描述。
图6是例示第一应用例中的数字信号处理电路的构造的框图。第一 应用例中的光学接收机的整体构造和前述第一实施方式(图1)相同。下 面，与第一实施方式的构造相同或相对应的部分用相同标号标示，并且
16省略了这些部分的描述。
图6所示的数字信号处理电路5'通过监测在开始操作信号光之后输 入并输出到波形均衡部51的数字信号的状态，并且自适应地可变控制 FIR滤波器的相应分接系数CO到Ck，来执行所谓的自适应波形均衡。 在上述第一实施方式的情况下，对于执行波形均衡的FIR滤波器来说， 在开始操作信号光之前计算出的分接滤波器系数在开始操作之后也固定 地提供，而在这种自适应波形均衡中，对于此，控制方法在下列点不同。 就是说，自适应波形均衡是这样的控制方法，S卩，根据预先确定的算法， 在开始操作之后，连续地或以预定周期监测波形质量信息(例如接收信 号的实际波形与理论波形的差异)，并且与监测结果相对应地，重新计算 FIR滤波器的相应分接系数，并且反馈至FIR滤波器，以使波形均衡之后 的接收信号变得接近于理想。作为波形质量信息，不但可以使用上述的 接收信号的实际波形与理论波形的差异，而且可以使用纠错电路检测到 的检错数或纠错数。
更具体地说，输入至FIR滤波器的信号I和Q的一部分以及从FIR 滤波器输出的信号I'和Q'的一部分被取出并递送至分接系数计算部52'。 分接系数计算部52'使用递送来的信号I和Q以及信号I'和Q'，并且根据 预先确定的用于滤波器最优化的算法重新计算相应分接系数CO到Ck， 由此执行如上所述的自适应波形均衡。将已经在分接系数计算部52'中重 新计算出的分接系数CO到Ck提供给FIR滤波器的对应的复数乘法电路 512，并且还发送至电力供应控制部53。
图7的流程图例示了在前述数字信号处理电路5'中在开始操作之后 执行的电力供应控制操作。针对操作开始之前的控制操作是根据前述图5 所示的流程图的，并因而在此省略了对其的描述。当开始操作并且光学 接收机接收沿传输线路传播的信号光时，首先，在分接系数计算部52'中 执行自适应波形均衡，接着将重新计算出的分接系数CO到Ck发送至电 力供应控制部53 (S21)。
在电力供应控制部53中，在分接系数计算部52'重新计算出的相应 分接系数CO到Ck的值与预先确定的阈值Cth之间进行比较，并且确定绝对值小于阈值Cth的分接系数Cj (S22)。接着，将操作开始之前的电 力供应控制信号更新为用于停止与分接系数Cj相对应的电路的功率供应 的电力供应控制信号，并将更新后的电力控制信号输出至FIR滤波器 (S23)。在已经接收到来自电力供应控制部53的电力控制信号的FIR滤 波器中，停止与小于阈值Cth的分接系数Cj相对应的复数乘法电路512 等的电力供应(S24)。在操作期间连续执行该从S21到S24的处理系列， 或者按预定周期重复执行。
通过如上所述由数字信号处理电路5'执行自适应波形均衡，例如， 即使在接收信号的波形归因于偏振模式色散而时不时变化的情况下，因 为接收信号的波形接近于理想，所以也可以稳定地实现卓越的接收特性。 而且，因为停止了向FIR滤波器的、与自适应波形均衡重新计算出的分 接系数CO到Ck的值相对应的不必要电路部分的电力供应，所以可以有 效地降低光学接收机的功耗。
接下来，对上述第一实施方式的第二应用例进行描述。 图8是例示了第二应用例中的数字信号处理电路的构造的框图。 在图8中，第二应用例的数字信号处理电路5，设置有具有串联连接 的两个FIR滤波器51A和51B的波形均衡部51'，并且设置有不是应用于 前一级FIR滤波器51A而是应用于后一级FIR滤波器51B的、针对上述 第一应用例描述的自适应波形均衡。
相应FIR滤波器51A和5IB的电路构造类似于前述图3左上侧所示 电路构造。经由开关51C向前一级FIR滤波器51A输入从AD转换器31 和32 (图2)输出的接收信号I和Q。该开关51C针对如后所述的输入 信号旁路前一级FIR滤波器51A并且递送至后一级FIR滤波器51B的情 况，能够将路径转接至旁路路线51D。前一级FIR滤波器51A的分接系 数CAO到CAk和后一级FIR滤波器51B的分接系数CBO到CBk由分接 系数计算部52'来计算，其基本上类似于前述第一应用例的情况。而且， 代替使用开关51C，在FIR滤波器51A的多个分接系数中，可以将一个 分接系数制成1，并且可以停止到其余分接系数的电力供应。
图9的流程图例示了在前述数字信号处理电路5'中在开始操作信号
18光之前和之后执行的针对分接系数的计算处理和电力供应的控制操作。 首先，在开始操作之前的阶段，与根据连接至光学接收机的输入端口 IN 的光纤传输线路的类型和长度确定的色散值相对应地设置补偿接收信号 中生成的色散和偏振模式色散所需的色散补偿量，并将这个色散补偿量
提供给分接系数计算部52' (S31)。
在分接系数计算部52'中，根据前述等式(3)计算前一级FIR滤波 器51A的与提供的色散补偿量相对应的分接系数CA0到CAk，并将计算 结果提供给FIR滤波器51A的对应复数乘法电路，并且同时还提供给电 力供应控制部53 (S32)。这时，在不需要使用前一级FIR滤波器51A的 情况下，即，当色散补偿量较小，并且所需色散补偿可以仅利用后一级 FIR滤波器51B的波形均衡提供时，开关51C被切换至旁路路线51D侦!I。 对于后一级FIR滤波器51B的分接系数CBO到CBk来说，因为在开始 操作之后执行自适应波形均衡，所以在开始操作之前的阶段设置预先确 定的初始值。
在电力供应控制部53中，在来自分接系数计算部52'的相应分接系 数CAO到CAk的值与预先确定的阈值Cth之间进行比较，并且确定绝对 值小于阈值Cth的分接系数CAj (S33)。接着，生成用于停止向与前一 级FIR滤波器51A的分接系数CAj相对应的电路供应电力的电力控制信 号SAi和SAq，并输出至前一级FIR滤波器51A (S34)。在已经接收到 来自电力供应控制部53的电力控制信号的前一级FIR滤波器51A中，停 止向与分接系数CAj相对应的复数乘法电路等的电力供应(S35)。
当按上述方式设置前一级和后一级FIR滤波器51A和51B的分接系 数，并且在开始操作之前完成了向前一级FIR滤波器51A的电力供应时， 开始操作信号光，并且光学接收机相干地接收沿光纤传输线路传播的信 号光。当开始信号光的接收处理时，在分接系数计算部52'中，针对后一 级FIR滤波器51B执行自适应波形均衡，并且计算用于使接收信号波形 接近理想的分接系数CBO到CBk (S36)。
这时，如果仅调节后一级FIR滤波器51B的传递函数而难于实现希 望波形均衡，则可以执行包括前一级FIR滤波器51A中的分接系数的最优化。更具体地说，如果后一级FIR滤波器51B的分接数被判断成在分接系数计算部52'的计算处理中不足(S37)，则基于可以针对后一级FIR滤波器51B设置的传递函数，估计在前一级FIR滤波器51A中补偿所需的色散补偿量(S38)，并且处理返回至前述S32到S35，利用估计出的色散补偿量，重新计算前一级FIR滤波器51A的相应分接系数CAO到CAk，并且更新电力控制信号SAi和SAq。
如果可以通过组合前一级和后一级FIR滤波器51A和5IB来执行希望的波形均衡，则在电力供应控制部53中，在后一级FIR滤波器51B的相应分接系数CB0到CBk与预先确定的阈值Cth之间进行比较，并确定绝对值小于阈值Cth的分接系数CBj，接着生成用于停止向与分接系数CBj相对应的电路部分的电力供应的电力控制信号SBi和SBq,并输出至后一级FIR滤波器51B (S39)。在已经接收到来自电力供应控制部53的电力控制信号的后一级FIR滤波器51B中，停止向与分接系数CBj相对应的复数乘法电路等的电力供应(S40)。上述从S36到S40的处理系列在操作期间连续执行，或者以预定周期重复执行。
通过如上所述利用两级构造的FIR滤波器51A和51B来执行自适应波形均衡，可以以更高的精度使接收信号的波形接近理想，并且由于停止了向相应级FIR滤波器的与分接系数CAO到CAk和CBO到CBk中的每一个的值相对应的不必要电路部分的电力供应，因而可以抑制因两级构造FIR滤波器而造成的功耗增加。
接下来，对光学接收机的第二实施方式进行描述。
在前述第一实施方式及其应用例中，利用具有时间分段处理的FIR滤波器来执行波形均衡。另一方面，在第二实施方式中，对执行频域的波形均衡的处理的构造例进行描述。
图10是例示可应用于第二实施方式的光学接收机的数字信号处理电路的构造的框图。第二实施方式的光学接收机的整体构造类似于前述第一实施方式的构造(图1)。图10所示数字信号处理电路5"具有使用快速傅立叶变换(FFT)和反向快速傅立叶变换(IFFT)的波形均衡部51"，以执行频域滤波。该波形均衡部51"向FFT电路514提供来自AD转换器31和32的接收信号I和Q，以执行快速傅立叶变换。将从FFT电路514输出的相应频率分量分别提供给并行设置的复数乘法电路515。这些复数乘法电路515将已经在FFT电路514中经快速傅立叶变换的相应频率分量乘以在分接系数计算部52中计算出的分接系数Ci (i = 0到k)，并将这些输出至IFFT电路516。 IFFT电路516反向傅立叶变换从复数乘法电路515输出的频率分量并输出它们。结果，将由频域处理而波形均衡的信号r和Q'从波形均衡部51"递送至辨别处理部54。
这里，给出了计算上述使用FFT/IFFT的波形均衡部51"的分接系数的方法的一个实施例。当信号光由具有色散值P2 (s2/m)的光纤传播了L(m)时，该信号光的传递函数H (①)由前述等式(1)表达，而用于补偿该信号光的均衡滤波器的色散的传递函数H" (co)由前述等式(2)表达的情况来说，可以根据下面的等式(4)来计算提供给波形均衡部51"的分接系数Ck，并且分接号为N，而采样频率为f。
O: = exp。C〕 (2<)2A丄/2)... (4)
在上述数字信号处理电路5"中，与前述第一实施方式的情况类似的是，在开始操作信号光之前，在分接系数计算部52中计算波形均衡部51"的与提供给光学接收机的色散补偿量相对应的分接系数C0到Ck的值。接着，在电力供应控制部53中，在分接系数C0到Ck与预先确定的阈值Cth之间进行比较，并且生成停止向与绝对值小于阈值Cth的分接系数Cj相对应的电路部分的电力供应的电力控制信号Si和Sq，并将这些电力控制信号Si和Sq输出至波形均衡部51"。在接收来自电力供应控制部53的电力控制信号Si和Sq的波形均衡部51"中，停止向与分接系数Cj相对应的复数乘法电路515的电力供应，或者停止向FFT电路514或IFFT电路516中的与分接系数Cj相对应的电路部件的电力供应。
从而，在利用FFT/IFFT的频域处理来执行波形均衡的第二实施方式中，也可以获得与前述利用FIR滤波器的时域处理来执行波形均衡的第一实施方式的情况类似的效果。即，可以降低光学接收机的功耗，同时因有效的色散补偿而实现卓越的接收性能。在上述第二实施方式中，描述了没有应用自适应波形均衡的情况。然而，与前述第一实施方式的第一和第二应用例类似的是，还可以将自
适应波形均衡应用至使用FFT/IFFT的波形均衡部51"。接下来，对光学接收机的第三实施方式进行描述。图11是例示第三实施方式的光学接收机的构造的框图。这里，例示了将本发明应用于利用不同符号率或比特率对信号光进行接收处理的光学接收机的实施例。
在图11中，这个实施方式的光学接收机包括与上述第一实施方式类似的光学接收部1和AD转换部3，并且具有分开成多个通道的数字信号处理电路51A、 51B、 51C、...，并且使用与其符号率或比特率相对应地选定的通道数的数字信号处理电路来对从AD转换部3输出的数字信号进行接收处理。各通道的数字信号处理电路5A、 5B、 5C、...具有与前述第一实施方式的数字信号处理电路5类似的构造。这里，将通道电力供应控制部55设置成集中控制到数字信号处理电路5A、 5B、 5C、...中的每一个的电力供应。
在具有上述构造的光学接收机中，当接收例如40 Gbit/s的信号光时，选择并使用128通道数字信号处理电路，而当接收10 Gbit/s的信号光时，选择并使用32通道数字信号处理电路，并且执行针对波形均衡或信号辨别等的信号处理。这时，通道电力供应控制部55确定未使用的未选择通道，并且生成用于停止向与未使用的未选择通道相对应的数字信号处理电路进行电力供应的电力控制信号。根据该电力控制信号，停止向未选择通道的数字信号处理电路供应电力或时钟信号。对于被使用通道的数字信号处理电路来说，与上述相应实施方式或其应用例类似地，与波形均衡部的分接系数的值相对应地执行电力供应控制。
按上述方式，根据本实施方式的光学接收机，在对具有不同符号率或比特率的信号光进行接收处理时，通过控制向与分离成多个通道的数字信号处理电路的使用状况相对应的相应数字信号控制电路的电力供应，根据接收信号的符号率或比特率，可以有效地降低光学接收机的功耗。接下来，对光学接收机的第四实施方式进行描述。
图12是例示第四实施方式的光学接收机中的数字信号处理电路的构造的框图。这里，例示了除了处理色散补偿以外还处理非线性失真补偿的应用例。第四实施方式中的光学接收机的整体构造类似于前述第一实施方式的构造。
图12所示数字信号处理电路5"'设置有添加至波形均衡部51的后一级的非线性失真补偿部56，并且由电力供应控制部53'控制向波形均衡部51和非线性失真补偿部56的电力供应。而且，这里，将监测接收信号的非线性量的非线性量监测电路543设置在辨别处理部54'内部。
非线性失真补偿部56在接收的信号光的调制格式为对应于m = 22的QPSK时，根据预先确定的算法处理如图13左侧所示的其中存在非线性失真的接收信号，由此，将其转换成如图13右侧所示经失真补偿的信号。作为这个非线性失真补偿部56的具体实施例，可以应用这样的构造，即，其包括输入有从波形均衡部51输出的信号I'和Q'的一部分的电力计算电路561，和基于电力计算电路561的计算结果使来自波形均衡部51的输出信号I'和Q'经受相位调制的相位调制电路562。关于非线性失真补偿的细节，例如在文献1:2007年10月，A. P. T. Lau和J. M. Kahn的"SignalDesign and Detection in Presence of Nonlinear Phase Noise" ， Journal ofLightwave Technology, Vol. 25， No. 10和文献2: 2008年1月，K. Kikuchi，"Electronic Post-compensation for Nonlinear Phase Fluctuations in a1000-km 20-Gbit/s Optical Quadrature Phase-shift Keying TransmissionSystem Using the Digital Coherent Receiver", Optics Express, Vol. 16 No.2中进行了具体公开。
电力供应控制部53'在根据非线性失真补偿部56中的算法的计算处理的操作中获取的系数Q (i = 0、 1、 2)与预先确定的阈值Qh之间执行比较，并且确定绝对值小于阈值Qh的系数Cj，并且生成用于停止向非线性失真补偿部56内部的与系数Cj相对应的电路部分的电力供应的电力控帝幅号Si邻Sq'。此外，代替上述系数Ci,可以使用后面提到的非线性量监测电路543监测的非线性量FNL，并且当非线性量FNL小于预先设置的
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阈值Fth时，生成用于停止向非线性失真补偿部56内部的不必要电路部分进行电力供应的电力控制信号Si'和Sq'。电力供应控制部53'与上述第一实施方式的情况类似地，还执行针对执行色散补偿的波形均衡部51的电力供应控制。
非线性量监测电路543例如从频率/相位补偿控制电路541取出相位同步之后的信号，并且基于该信号监测非线性失真的生成量。具体来说，当相位同步之后的信号为Sk-Ik + jQk (k = l、 2、到N;其中，N为任意整数)时，接收信号的平均振幅r和平均相位9由下面的等式(5)和(6)来表达。
"去Sa/("+込2) …(5)
而且，沿振幅方向的标准偏差 和沿相位方向的标准偏差ere由下面的等式(7)和(8)来表达。
非线性量监测电路543监测的非线性失真量Fnl由下面的利用上述标准偏差(^和标准偏差cje的等式(9)来定义。
...(9)
将该非线性失真量FwL发送至前述电力供应控制部53'，并且与预先确定的阈值Fth进行比较，以执行非线性失真补偿部56的电力供应控制。
如上所述，根据本实施方式的光学接收机，在除了执行色散补偿以外还执行非线性失真补偿时，通过根据在非线性失真补偿部56中计算出的系数Q或者非线性量监测电路543监测到的非线性失真量Fnl，通过控制向非线性失真补偿部56的电力供应，可以不仅与色散或偏振色散的生成状态相对应地而且与非线性失真的生成状态相对应地有效地降低光
0 = —"an^台
...(6)学接收机的功耗。
在上述第一到第四实施方式中，对相干地接收mPSK信号光的光学接收机的构造例进行了描述。然而，本发明不限于此，而是举例来说，
如图14所示，还可以使本发明适于相千地接收已经偏振复用的mPSK信号光的光学接收机。在图14的构造中，利用偏振分束器(PBS) 16将输入至输入端口 IN的偏振复用mPSK信号光分离成两个正交偏振分量，并将这两个分量分别提供给光学混合电路12A和12B。而且，还通过PBS 17将来自本机振荡光源13的本机生成光分离成两个偏振分量，并将这两个分量分别提供给光学混合电路12A和12B。接着，针对每一个相应偏振分量，执行与上述相应实施方式的情况类似的接收处理，以再现数据。
而且，举例来说，如图15所示，还可以使本发明适于通过自相干方法来对单一偏振mPSK信号光进行接收处理的光学接收机。在图15的构造中，将输入至输入端口 IN的mPSK信号光分支成三个，并将这三个分别提供给一个样本时延干涉仪18和18'以及一光检测器19。接着，在AD转换器31、 32以及34中将已经在相应光检测器14、 15以及19中经光电转换的电信号转换成数字信号，并接着递送至数字信号处理电路5""的电场重建部57，从而重建复合电场(complex electric field)。接着，从电场重建部57输出的信号I和Q在波形均衡部51中被波形均衡，并且在多符号相位估计(MSPE)电路58中被处理，由此再现接收数据。关于自相干接收方法的细节，例如，在文献3: 2007年3月，Xiang Liu，"Generalized data-aided multi-symbol phase estimation for improvingreceiver sensitivity in direct-detection optical m-ary DSPK"， Optics Express,Vol. 15， No.6中进行了具体公开。
而且，对于上述自相干类型的光学接收机来说，还可以使其对应于与前述图14所示情况类似的偏振复用方法。图16例示了通过自相干方法接收偏振复用mPSK信号光的光学接收机的构造例。
在此陈述的全部实施例和条件化语言都出于教学目的，以帮助读者理解本发明人为促进本领域而贡献的发明和概念，并且应解释为不限于
这种具体陈述的实施例和条件，在本说明书中组织这种实施例也不涉及本发明的优劣的展示。尽管对本发明的实施方式进行了详细描述，但应当明白，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以对本发明进行各种变化、置换以及变型。
权利要求
1、一种电力供应控制方法，该电力供应控制方法用于控制向光学接收机供应电力的供应状态，所述光学接收机接收沿光纤传输线路传播的信号光、将所述信号光转换成数字电信号，以及处理获取的接收信号，由此再现数据，对于当所述光学接收机中执行的数字信号处理包括用于执行所述接收信号的波形均衡的操作时来说，所述电力供应控制方法包括基于所述光纤传输线路的状态，计算在所述接收信号的波形均衡中使用的可变参数的操作；用于确定计算出的多个所述可变参数中的、绝对值小于预先确定的阈值的可变参数的操作；以及用于针对执行所述接收信号的波形均衡的电路，生成用于停止向与所确定出的所述可变参数相对应的电路部分进行电力供应的电力控制信号的操作。
2、 根据权利要求l所述的电力供应控制方法，其中， 当通过将所述接收信号分离成彼此不同的多个分量并且将各分量乘以相应可变参数以附加权重来执行所述接收信号的所述波形均衡时，用于计算所述可变参数的操作在开始操作所述信号光之前，针对各所述分量，计算在所述波形均衡中使用的与根据所述光纤传输线路的色散特性确定的色散补偿量相对应的可变参数，以及所述用于生成电力控制信号的操作针对执行所述接收信号的波形均衡的所述电路，生成用于停止向与被乘以所确定出的所述可变参数的所述分量相对应的电路部分进行电力供应的电力控制信号。
3、 根据权利要求2所述的电力供应控制方法，其中，用于计算所述可变参数的操作在开始操作所述信号光之后，监测已 经执行了波形均衡的接收信号的波形，并且针对每一个分量，自适应地 重新计算在所述用于执行波形均衡的操作中使用的所述可变参数，以使 被监测的所述波形接近理想波形。
4、 根据权利要求2所述的电力供应控制方法，其中， 用于计算所述可变参数的操作针对各分量，计算通过在时域中将所述接收信号分离成彼此不同的多个分量而执行的波形均衡中使用的可变 参数。
5、 根据权利要求2所述的电力供应控制方法，其中， 用于计算所述可变参数的操作针对各分量，计算通过在频域中将所述接收信号分离成彼此不同的多个分量而执行的波形均衡中使用的可变 参数。
6、 根据权利要求l所述的电力供应控制方法，其中， 针对执行所述接收信号的波形均衡的所述电路，用于生成电力控制信号的操作生成用于停止提供给与所确定出的所述可变参数相对应的电 路部分的时钟信号的电力控制信号。
7、 根据权利要求l所述的电力供应控制方法，其中，由所述光学接收机执行的所述数字信号处理包括用于将已经对其执 行了波形均衡的所述接收信号分离成彼此不同的多个分量、并且向针对 所述分量的各所述可变参数附加权重，由此补偿所述接收信号中生成的 非线性失真的操作，用于确定所述可变参数的操作在补偿所述非线性失真中使用的多个 所述可变参数中，确定绝对值小于预先确定的阈值的所述可变参数，并 且用于生成所述电力控制信号的操作针对执行修正所述非线性失真的 电路，生成用于停止向与乘以所确定出的所述可变参数的所述分量相对 应的所述电路部分进行电力供应的电力控制信号。
8、 一种数字信号处理电路，该数字信号处理电路在光学接收机中使 用，所述光学接收机接收沿光纤传输线路传播的信号光、将所述信号光 转换成数字电信号，并处理获取的接收信号，由此再现数据，所述数字 信号处理电路包括波形均衡装置，该波形均衡装置被设置成，对所述接收信号执行波 形均衡；可变参数计算装置，该可变参数计算装置被设置成，基于所述光纤传输线路的状态，计算在所述波形均衡装置中使用的可变参数；可变参数确定装置，该可变参数确定装置被设置成，在所述可变参 数计算装置所计算出的所述可变参数中，确定绝对值小于预先确定的阈 值的可变参数；电力控制信号生成装置，该电力控制信号生成装置被设置成，针对所述波形均衡装置，生成用于停止向与所述可变参数确定装置所确定出 的可变参数相对应的电路部分进行电力供应的电力控制信号；以及辨别处理装置，该辨别处理装置被设置成，辨别已经由所述波形均 衡装置进行了波形均衡的接收信号，以再现数据。
9、 根据权利要求8所述的数字信号处理电路，其中， 所述波形均衡装置被设置成，通过将所述接收信号分离成彼此不同的多个分量，并且将每一个相应分量乘以可变参数而附加权重来执行所 述接收信号的波形均衡，所述可变参数计算装置被设置成，在开始操作所述信号光之前，针 对各所述分量，与已经根据所述光纤传输线路的色散特性确定的色散补 偿量相对应地计算在所述波形均衡中使用的可变参数，而所述电力控制信号生成装置被设置成，针对所述波形均衡装置，生 成用于停止向与被乘以所述可变参数确定装置所确定出的所述可变参数 的所述分量相对应的电路部分进行电力供应的电力控制信号。
10、 根据权利要求9所述的数字信号处理电路，其中， 所述可变参数计算装置被设置成，在开始操作所述信号光之后，监测已经被所述波形均衡装置进行了波形均衡的接收信号的波形，并且针 对各分量，自适应地重新计算在所述波形均衡装置中使用的可变参数， 以使所述监测波形接近理想波形。
11、 根据权利要求10所述的数字信号处理电路，其中， 所述波形均衡装置具有串联连接的第一滤波器和第二滤波器， 并且所述可变参数计算装置被设置成，在开始操作所述信号光之前，针对各分量，计算在所述第一滤波器中使用的与根据所述光纤传输线路的色散特性所确定出的色散补偿量相对应的可变参数，并且在开始操作 所述信号光之后，监测已经经所述波形均衡装置进行了波形均衡的接收 信号的波形，并且针对各分量，自适应地重新计算在所述第二滤波器使 用的可变参数，以使所述监测波形接近理想波形。
12、 根据权利要求9所述的数字信号处理电路，其中， 所述波形均衡装置被设置成，通过在时域中将所述接收信号分离成彼此不同的多个分量来执行波形均衡。
13、 根据权利要求12所述的数字信号处理电路，其中， 所述波形均衡装置被设置成，利用有限冲激响应滤波器执行所述接收信号的波形均衡，所述有限冲激响应滤波器具有延迟电路，该延迟电路延迟所述接收信号仅预定时段；多个乘法电路，所述多个乘法电路 分接已经由所述延迟电路延迟了不同时间的多个分量，并将分接的分量 乘以可变参数；以及加法电路，该加法电路求取来自各乘法电路的输出分量的总和，并且所述电力控制信号生成装置被设置成，生成用于停止向设置有 所述可变参数确定装置确定出的可变参数的所述乘法电路进行电力供应 的电力控制信号，或者被设置成，生成停止向所述加法电路中的与所述 可变参数相对应的电路部件进行电力供应的电力控制信号。
14、 根据权利要求9所述的数字信号处理电路，其中， 所述波形均衡装置被设置成，通过在频域中将所述接收信号分离成彼此不同的多个分量来执行波形均衡。
15、 根据权利要求14所述的数字信号处理电路，其中，所述波形均衡装置具有提供有接收信号的快速傅立叶变换电路，将从所述快速傅立叶变换电路输出的具有不同频率的分量乘以所述可变 参数的多个乘法电路，以及提供有来自相应乘法电路的输出分量的反向 快速傅立叶变换电路，并且，所述电力控制信号生成电路被设置成，生成用于停止向设置 有所述可变参数确定装置确定出的可变参数的乘法电路的电力供应的电 力控制信号，或者被设置成，生成用于停止向所述快速傅立叶变换电路或所述反向快速傅立叶变换电路中的与所述可变参数相对应的电路部件 的电力供应的电力控制信号。
16、 根据权利要求8所述的数字信号处理电路，其中，所述电力控制信号生成装置被设置成，针对所述波形均衡装置，生 成用于停止提供给与所述可变参数确定装置确定出的可变参数相对应的 电路部分的时钟信号的电力控制信号。
17、 根据权利要求8所述的数字信号处理电路，所述数字信号处理电路包括非线性失真补偿装置，该非线性失真补偿装置被设置成，接收已经 由所述波形均衡装置进行了波形均衡的接收信号，并将所述接收信号分 离成彼此不同的多个分量、接着将各分量乘以相应的可变参数以附加权 重，由此补偿所述接收信号中生成的非线性失真，并且所述可变参数确定装置被设置成，在所述非线性失真补偿装置 中使用的所述可变参数中，确定绝对值小于预先确定的阈值的可变参数，并且所述电力控制信号生成装置被设置成，针对所述非线性失真补 偿装置，生成用于停止向与已经乘以了所述可变参数确定装置确定的所 述可变参数的所述分量相对应的电路部分进行电力供应的电力控制信 号。
18、 根据权利要求17所述的数字信号处理电路，所述数字信号处理 电路包括非线性失真量监测装置，该非线性失真量监测装置被设置成，监测 已经经所述非线性失真补偿装置处理了的接收信号的非线性失真量。
19、 一种光学接收机，该光学接收机接收沿光纤传输线路传播的信号光，并且处理接收信号，由此再现数据，所述光学接收机包括-光学接收部，该光学接收部被设置成，接收所述信号光并将该信号光转换成电信号；AD转换部，该AD转换部被设置成，将所述光学接收部转换的电信 号转换成数字接收信号，以及根据权利要求8所述的数字信号处理电路，该数字信号处理电路对已经在所述AD转换部中进行了转换的所述接收信号执行数字信号处理。
20、 根据权利要求19所述的光学接收机，其中， 所述光学接收部被设置成，使用本机振荡光，并且相干地接收所述信号光，接着将所述接收光转换成电信号。
21、 根据权利要求19所述的光学接收机，其中， 所述光学接收部被设置成，使用延迟干涉仪，并且自相干地接收所述信号光，并且将所述接收光转换成电信号。
22、 根据权利要求19所述的光学接收机，其中， 所述光学接收部被设置成，将已经偏振复用的所述信号光分离成两个正交偏振分量，并接收该分量。
23、 根据权利要求19所述的光学接收机，其中， 当具有不同符号率或比特率的信号光被输入至所述光学接收机时， 针对所述AD转换部的输出，设置连接在多个分离通道中的多个数字信号处理电路，并且所述AD转换部仅向在所述多个通道中选定的、与所述符号率 或所述比特率相对应的通道输出转换后的接收信号， 而且，设置通道电力供应控制装置，该通道电力供应控制装置生成用于停 止向连接至未选定通道的数字信号处理电路进行电力供应的电力控制信 号。
全文摘要
本发明涉及光学接收机及其电力供应控制方法、数字信号处理电路。在可应用这种电力供应控制方法的光学接收机的数字信号处理电路中，基于光纤传输线路的状态在分接系数计算部中计算在波形均衡部中使用的滤波器的分接系数。接着，在计算出的多个分接系数中，确定绝对值小于预先确定的阈值的分接系数，并且停止向滤波器的与该分接系数相对应的电路部分的电力供应。结果，对于执行了数字信号处理的光学接收机来说，可以降低功耗，同时实现高精度的波形均衡。
文档编号H04B10/158GK101662325SQ20091014037
公开日2010年3月3日 申请日期2009年7月17日 优先权日2008年8月29日
发明者中岛久雄, 小田祥一朗, 星田刚司, 谷村崇仁 申请人:富士通株式会社