上行多用户时域同步频分多址接入方法

专利名称：上行多用户时域同步频分多址接入方法
技术领域：
本发明涉及无线通信中的多址接入技术，具体涉及一种采用单载波或者多载波信号的上行多用户时域同步频分多址接入方法。

背景技术：
在无线通信系统中，多址方式允许多个移动用户同时共享有限的频谱资源。频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)和码分多址(CDMA)是无线通信系统中共享有效带宽的三种主要接入技术。而正交频分复用多址(Orthogonal Frequency Division MultiplexingAccess，OFDMA)技术是一种基于OFDM的多址技术，也称为多用户OFDM技术，该技术最先由Sari和Karam提出并应用于有线电视网络中(CATV)。OFDMA将传输带宽划分成正交的子载波集，将不同的子载波集灵活地分配给不同的用户来达到多用户接入的目的。OFDMA是实现OFDM系统中多用户复用和接入的最有效的方式，因此，近年来也倍受关注和研究，在欧洲数字电视回传信道标准DVB-RCT就采用了OFDMA技术，在IEEE 802.16e标准中，OFDMA作为最核心的物理层技术被应用到WiMAX系统中。OFDMA被广泛视为下一代宽带无线通信的首选技术。
在诸多的OFDMA系统中，OFDM符号均使用循环前缀(CyclicPrefix)用作IDFT块的保护间隔，以便抵消接收信号中可能存在的多径信号，防止码间串扰，该结构称为循环前缀的OFDM(CP-OFDM)。CP-OFDM目前已经得到了广泛的应用，如DAB、DVB-T、IEEE802.11a、HIPERLAN/2、WLAN、WiMAX等，目前绝大多数的B3G/4G提案都使用了CP-OFDM。申请号为01124144.6的中国发明专利申请“正交频分复用调制系统中保护间隔的填充方法”提出了PN序列作为IDFT块的保护间隔的OFDM帧结构，并以此为基础形成了中国地面数字电视标准DTMB的核心技术TDS-OFDM(Time DomainSynchronous OFDM，TDS-OFDM)。相对于CP-OFDM，由于TDS-OFDM系统中的PN序列除了作为OFDM块的保护间隔以外，在接收端还可以被用做信号帧的帧同步、载波恢复与自动频率跟踪、符号时钟恢复、信道估计等用途，因而不需要像CP-OFDM那样再利用专门的导频或前导训练序列来辅助完成同步及信道估计，因而TDS-OFDM可以提供比CP-OFDM高约10％的频谱效率。此外，已有文献证明，TDS-OFDM可以提供比CP-OFDM更好的系统性能。
在以CP-OFDM为基础的OFDMA系统中，不同单一用户的信号帧经过多径信道后，帧头保护间隔和帧体IDFT数据块都会产生如图1(a)中阴影所示的“拖尾”，但由于保护间隔是帧体IDFT数据块的循环前缀，直接去掉CP后的帧体接收序列便具有循环特性，从而将帧体IDFT数据块与信道之间的线性卷积转化为循环卷积，并可以通过简单的离散傅立叶变换(DFT)完成帧体IDFT数据块的信道均衡，进而恢复出发送端的帧体数据。在CP-OFDMA系统中，不同用户发送的频域数据相互正交，则按照单用户OFDM系统中完全一致的方法，基站从接收信号中直接去掉保护间隔，所得到的各用户数据线性叠加在一起的接收信号仍具有循环特性，因此，将此信号作DFT变换到频域，则在频域将各用户相互正交的子载波分离，进而可以恢复出不同用户的发送数据。
然而，在以TDS-OFDM为基础的OFDMA系统中，情况就要复杂得多。对于以TDS-OFDM为基础的多址接入系统的某单一用户，由于其帧头保护间隔不是循环前缀，而是不同的PN序列，故TDS-OFDM信号帧经过多径信道后，如图1(b)所示，帧头PN序列产生的“拖尾”与帧体OFDM数据产生的“拖尾”完全不同，在接收端信号中直接截取帧体部分所得的序列因为帧头PN序列的“拖尾”干扰将不再具有循环特性，故不能直接运用DFT变换实现信道均衡。因此，在接收端需要采用不断迭代的方法来消除PN序列对帧体OFDM数据的干扰，以便恢复帧体OFDM信号的循环特性。
现有技术中有文献在上述迭代干扰消除方法的基础上，提出了一种基于部分判决辅助的迭代干扰消除方法和一种基于训练序列重构的迭代干扰消除方法，以降低迭代干扰消除的复杂度。然而，上述两种方法均存在两个方面的问题首先，迭代干扰消除方法需要进行多次迭代，算法较为复杂、运算量很大、实现复杂度较高、接收机的功耗较大；其次，只有在接收端能得到理想的信道估计的情况下，才能完全消除PN序列的影响，否则就会存在残余码间干扰，从而严重影响系统性能。可以说，PN序列与OFDM数据块之间的相互干扰是TDS-OFDM系统的主要难点和不足，这一问题在基于TDS-OFDM的多址系统中尤为突出，因为图1(b)中不同用户发送的信号经过不同的信道后，基站接收端必须分离出不同用户的信号，而不同用户的PN序列(即使不同的用户均采用相同的PN序列)经过不同的信道后均会对OFDM数据部分产生不同的干扰，这些干扰叠加在一起，只有当基站估计出所有用户信道冲击响应后才可以按照上述的迭代干扰消除方法将这些叠加的干扰逐一去除，而要得到所有用户的信道估计，必须首先消除叠加在一起的不同用户的数据对PN序列的干扰(假设信道估计仍通过PN序列来获得)，但是数据对PN序列的叠加干扰消除的前提是已知各用户的发送数据，并得到所有用户的信道估计，这在基站正确分离各用户的信号之前是不可能的。因此，在多用户TDS-OFDM中，不同用户的数据与PN序列之间的干扰叠加在一起，使得原本就比较复杂的迭代干扰消除方法根本不可能消除多个用户叠加在一起的干扰，基站接收端也就不可能分离出不同用户的信号。正是由于这个原因，目前基于TDS-OFDM的多址接入系统的文献甚少。


发明内容
(一)要解决的技术问题 本发明要解决的技术问题是如何解决TDS-OFDM用于上行多址接入时多用户间帧头与帧体之间的叠加干扰难以消除的问题；如何使得多载波OFDMA和单载波SC-FDMA可以采用统一的信号帧结构进行上行多用户传输；以及如何以比传统的单用户TDS-OFDM系统更低的复杂度实现多用户接入，并且在移动条件下特别是低速移动时取得更好的系统性能。
(二)技术方案 为了解决上述技术问题，本发明提供了一种上行多用户时域同步频分多址接入方法，包括以下步骤 组帧步骤，在发送端以超帧为基本单元组成信号帧，组成所述超帧的方式为在L个信号子帧之前插入前导序列；其中，所述信号子帧包括时域数据块和后保护间隔，所述前导序列包括训练序列、前保护间隔和所述后保护间隔，所述前保护间隔与后保护间隔相同； 信号发送步骤，将按照所述组帧步骤的方式组成的信号帧进行发送。
其中，根据无线信道的相干时间大小或者无线信道的变化速度确定所述信号子帧的个数L。
其中，所述无线信道的多普勒扩展带宽越大，则所述信号子帧的个数L的取值越小；所述无线信道的多普勒扩展带宽越小，则所述信号子帧的个数L的取值越大。
其中，所述前保护间隔和后保护间隔均为所述训练序列中的最后K个符号，且K大于或等于无线信道的最大时延扩展。
其中，所述训练序列是单载波形式的时域m序列，其中，相邻两个用户m、m+1所采用的时域序列为pm和pm+1，pm+1是pm经过Ls位循环位移后得到的序列； 其中，所述训练序列是多载波形式的频域序列，不同用户的训练序列占用频域上相互正交的子载波，然后通过逆傅立叶变换得到其对应的时域中的训练序列。
其中，所述时域数据块为IDFT时域数据块。
其中，所述IDFT时域数据块为正交频分复用多址形式的多载波信号，或者单载波频分多址形式的单载波信号。
其中，若所述训练序列是多载波形式的频域序列，不同用户均按照一一对应的方式分别占用所述训练序列和IDFT时域数据块中对应的相互正交的子载波。
其中，在所述信号发送步骤之后还包括多用户循环特性重构步骤，所述多用户循环特性重构步骤包括步骤S1通过所述信号子帧中的后保护间隔与所述前导序列的后保护间隔之间的加减运算对所述IDFT数据块进行时域上的多用户循环特性重构。
其中，所述多用户循环特性重构步骤还包括步骤S2在接收端将时域上经过多用户循环特性重构后的信号变换到频域，并在各用户对应的子载波集合上选择各用户的频域信号，从而在频域上完成所有用户信号的正交分离。
其中，在所述多用户循环特性重构步骤之后还包括信道估计步骤将接收到的由各用户的训练序列叠加在一起的信号与本地训练序列做循环相关来得到所有用户信道的信道估计结果，然后通过在时域上设置相互正交的用户窗口来选择各用户的信道估计结果。
其中，在所述信道估计步骤之后还包括信号恢复步骤，在接收端根据在频域上已经分离出的各用户的接收信号和在时域上分离得到的各用户的信道估计结果，采用单抽头频域均衡方法恢复出发送端所发送的各用户的单载波信号或多载波信号。
(三)有益效果 本发明通过设计可用于上行多用户接入的帧结构，解决了TDS-OFDM用于上行多址接入时多用户间帧头与帧体之间的叠加干扰难以消除这一技术难题；同时，由于该帧结构既适用于OFDMA多载波信号，也适用于SC-FDMA单载波信号，从而使得多载波OFDMA和单载波SC-FDMA可以采用统一的信号帧结构进行上行多用户传输；第三，由于本发明设计的新的帧结构，在实现干扰消除和信道估计时不需要迭代运算，因此采用本发明帧结构的上行多用户时域同步频分多址接入(TDS-FDMA)方法还以比传统的单用户TDS-OFDM系统更低的复杂度实现了多用户接入，而且在移动条件下特别是低速移动时能够取得更好的系统性能。



图1为基于CP-OFDM的多址接入系统与基于TDS-OFDM的多址接入系统中的帧结构对比(a)与(b)； 图2为本发明实施例的多址接入方法中所设计的帧结构； 图3为本发明实施例的多址接入方法中接收端所有用户的IDFT数据块的循环特性重构过程的示意图； 图4为基于本发明实施例的多址接入方法传输OFDMA上行多载波信号和传输SC-FDMA单载波信号的系统结构框图； 图5为本发明实施例的多址接入方法中的多用户信道估计方法与传统的TDS-OFDM单用户系统中迭代信道估计方法在均方误差(MSE)方面的性能对比结果； 图6为本发明实施例的多址接入方法与传统的TDS-OFDM单用户系统在四种典型多径信道中的误比特率(BER)性能对比结果； 图7为本发明实施例的多址接入方法和传统的TDS-OFDM系统在瑞利衰落信道下的BER性能对比结果。

具体实施例方式 下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式
作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。
实施例1 本发明实施例的上行多用户时域同步频分多址接入方法，可支持系统中同时有M个用户发起接入请求并同时处理这M个用户的数据的情况。
在本发明的上行多用户时域同步频分多址接入方法中，各用户的信号帧结构的基本单元是超帧，如图2所示，超帧由前导序列和L个信号子帧构成。
超帧中的信号子帧个数L可根据无线信道的相干时间大小进行动态调整，通常情况下，用户终端的移动速度越快(或者信道的多普勒扩展越大)，则L的取值越小；反之，用户终端的移动速度越慢(或者信道的多普勒扩展越小)，则L的取值越大。具体而言，超帧中的信号子帧个数L的实施方式可以是 L＝1，即超帧中前导序列后只有一个信号子帧，此时信道估计结果更新的速度最快，适合于信道变化非常快的情况； L＝3，即超帧中前导序列后有3个信号子帧，与LTE中上行帧结构每隔3个符号出现1个导频符号类似，此时信道估计结果更新的速度比较快，适合于信道变化比较快的情况； L＝12，即超帧中前导序列后有12个信号子帧，此时信道估计结果更新的速度比较慢，适合于信道变化比较慢的情况；或者 L取其他任意大小正整数，信道估计结果更新的速度与L成反比，当L比较大时，可通过插值，滤波等方式在一定程度上提高信道估计的性能。
超帧中的长度为Ng的前导序列由长度为Np的m序列构成及其前保护间隔和后保护间隔的，前保护间隔和后保护间隔相同，由K个符号组成，均等同于前导序列中m序列的最后K个符号，即有 Ng＝Np+2K.(1) 前导序列中的m序列(训练序列的实施方式之一)可用线性反馈移位寄存器(LFSR)来生成，所需m序列的长度Np取决于上行多用户时域同步频分多址接入系统中可同时支持的用户数M和各用户的所经历信道的最大时延扩展lmax，m序列的长度应当满足Np≥M·lmax。具体而言，前导序列中的m序列长度的实施方式可以是Np＝255；Np＝511；Np＝1023；或Np＝2047。
前导序列中的前保护间隔和后保护间隔是为了在多径情况下对m序列进行保护，同时用于超帧中IDFT数据块的循环特性重构，前保护间隔和后保护间隔的长度K应大于或等于各用户信道的最大时延扩展lmax，同时小于或等于m序列的长度Np，即lmax≤K≤Np。具体而言，前导序列中的前保护间隔和后保护间隔的长度K的实施方式可是K＝lmax；

其中

表示向上取整；K＝Np；或者K取满足lmax≤K≤Np的任意正整数。
对于前导序列的m序列，相邻两个用户m和用户m+1个所采用的m序列pm，0和pm+1，0，pm+1，0是pm，0经过Ls位循环位移后得到的，即 其中

表示对序列

进行Ls位循环位移 m序列循环位移的位数Ls取决取决于上行多用户时域同步频多址接入系统中可同时支持的用户数M、各用户的所经历信道的最大时延扩展lmax、m序列的长度Np。具体而言，m序列循环位移的位数Ls的实施方式可是Ls＝lmax，其中lmax为各用户的所经历信道的最大时延扩展；优选地，取

其中

表示向上取整。
超帧中的信号子帧由IDFT时域数据块和后保护间隔构成。信号子帧中的IDFT数据块既可以是正交频分复用多址(OFDMA)形式的多载波信号，也可以是单载波频分多址(SC-FDMA)形式的单载波信号。具体而言，信号子帧由IDFT时域数据块的产生实施方式可是 实施方式一IDFT时域数据块是OFDMA形式的多载波信号，即各用户的频域信号首先经过子载波分配后再进行IDFT变换到时域，其信号产生的具体方法如下首先，用户m在第i个信号子帧传输的频域信号

经过子载波分配后将扩展得到N维的频域矢量
其中Γm表示第m个用户的子载波集合，为保持个用户数据的正交性，各用户的子载波集合{Γm}m＝1M应当保持正交，即

(i≠j)；然后，将频域信号

经过N点IDFT变换后得到多载波形式的IDFT时域数据块
实施方式二IDFT时域数据块是SC-FDMA形式的单载波信号，各用户的时域信号首先经过DFT变换到频域，然后经过子载波分配后进行IDFT变换回时域，其信号产生的具体方法如下首先，用户m在第i个信号子帧传输的时域信号

经过Lm点DFT变换后得到其频域信号
其次，频域信号

经过与(4)类似的子载波分配后将扩展得到N维的频域矢量

最后，将频域信号

经过N点IDFT变换后得到单载波形式的IDFT时域数据块
上述IDFT时域数据块的产生的具体实施方式
的选择可以通过图4各用户发射机中的单多载波信号选择开关来控制。
对于信号子帧中的IDFT时域数据块，不论其是OFDMA形式的多载波信号，还是SC-FDMA形式的单载波信号，其生成过程都涉及到正交子载波分配。对于子载波分配方案，其具体的实施方式可是 实施方式一连续子载波分配，即将整个带宽分配成多个连续的子载波组，每个组里有连续相邻的子载波，给每个用户分配一个或者多个子载波组来传输其信号帧； 实施方式二交织子载波分配，即采用交织的子载波为M个不同用户分配其占用的子载波具有间隔的一组子载波分配给同一用户，使得每个用户的子载波均匀分布在给定带宽上，不同子信道的载波以规则的方式交织； 实施方式三随即子载波分配，即采用伪随机的方式为M个不同用户分配其占用的子载波，具有不等间隔的一组子载波分配给同一用户，使得每个用户的子载波非均匀分布在给定带宽上，不同子信道的载波以伪随机的方式交织。
实施例2 本实施例给出上行多用户时域同步频分多址接入方法的中的多用户循环特性重构方法。
图3中，(a)为M个用户的接收信号示意图，(b)为第m个用户的循环特性重构示意图，(c)为M个用户的联合循环特性重构示意图。如图3所示，对于上行多用户时域同步频分多址接入系统中的全部M个用户，M个用户的信号将在接收端叠加在一起。前导序列对应的接收信号

和信号子帧i对应的接收信号

可分别表示为 为了重构信号子帧i中IDFT数据块的循环特性，将该子帧IDFT数据块对应的接收信号{rtotal，i(n)}n＝0N-1首先加上本帧IDFT数据块后保护间隔所对应的接收信号{rtotal，i(n)}n＝NN+K-1，然后减去前导序列中后保护间隔所对应的接收序列

从而得到一个新的序列 将式(8)代入式(7)，可得 假设信道在一个超帧中基本不变，则前导序列中的m序列、后保护间隔以及各信号子帧中的后保护间隔经过多径信道后均产生相同的拖尾，在图3(a)中用相同的阴影来表示。因此，我们可以得到 其中，

和

分别是前导序列中的m序列

和信号子帧i中的IDFT数据块

经过信道

后的响应，lm为用户m所经历的信道hm，i的最大时延扩展。将(10)代入(9)，可得 其中 得到序列

的过程可由图3(b)所示，从(12)及图3(b)可以看出，新序列y′m，i的形式与CP-OFDM系统中的IDFT接收信号完全一致。因此，新序列y′m，i已完成了对用户m在第i子帧的IDFT数据块的循环特性重构。按照完全相同的方式，图3(b)也给出了超帧中其他子帧的IDFT数据块的循环特性重构过程。
得到新序列y′total，i的过程可由图3(c)所示。显然，由于y′total，i是已完成循环特性重构的序列集合{y′m，i}m＝1M的线性组合，因此式(11)以及图3(c)中的y′total，i也具有循环特性，这与图1所示的CP-OFDMA系统中接收信号的形式完全一致。至此，利用本发明提出的帧结构，通过接收端简单的加减运算便完成了上行多用户时域同步频分多址接入系统中接收IDFT数据块的联合循环特性重构。
对上述加减运算处理后得到的多用户时域线性叠加的具有循环特性的信号y′total，i作DFT变换得到其频域信号

然后按照与发送端一一对应的子载波分配方式，在频域选取属于各自用户的信号 其中，n为子载波的编号，m代表不同的用户。式中Y′m，i(n)为经过循环前缀重构得到的信号y′m，i(n)的频域表示，其矢量表示为 由于不同用户占用的子载波之间是相互正交的(

(i≠j))，因此，在时域线性叠加的多用户信号在频域被正交分离开来，从而实现了多址信号的频域正交分离。
可见，在上行多用户时域同步频分多址接入系统的接收端，通过一次简单的加减运算就可以同时重构出所有用户在时域线性叠加的帧体IDFT数据块的循环特性，这不但避免了多址接入系统中为分别重构各用户接收数据的循环特性可能带来的高复杂度的运算及其误差，而且该多址接入系统中的循环特性重构方法比传统TDS-OFDM系统中单用户接收数据的迭代循环重构方法还要简单得多。具有循环特性的信号经过DFT变换后，即可在频域将各个用户的信号正交分离。
实施例3 本实施例给出采用与实施例2相同方法在接收端在频域上完成了所有用户信号的正交分离后，通过信道估计恢复出发端原始数据的过程。
经过循环特性重构并在频域上正交分离的用户信号Y′m，i可表示为 Y′m，i(n)＝Hm，i(n)·Xm，i(n)+Wm，i(n) 0≤n≤N-1(14) 其中Wm，i(n)为噪声，

为第m个用户在第i帧经过的信道hm，i的DFT变换。
可见，在频域得到的可正交分离的多址信号是不同用户的发送信号经过各自信道后得到的信号，因此，要恢复出各用户的发送信号，还必须得到不同用户各自的信道估计，然后通过频域信道均衡后就可以恢复发端的原始数据。
各用户的信道估计可通过本地m序列与前导序列中接收到的m序列做循环相关来得到。由于帧结构的设计中相邻用户m和m+1在前导序列中所采用的m序列pm+1，0和pm，0满足式(2)中所示的Ls位循环位移关系，那么 由于m序列具有非常良好的自相关性，即有 其中

表示循环相关。那么，pj，0和pk，0之间的互相关函数则为 由于各用户的前导序列中均包含了长度为K的m序列的前保护间隔，当

时，接收端接收到的M个m序列的叠加序列

本身就满足循环特性，qm可表示为 其中矢量vm表示用户m的接收m序列中的高斯噪声。
将接收到叠加序列qm与本地m序列之一p1，0作循环相关可得 由式(19)可知，hm，i在时域上被搬移了(m-1)·Ls，若lmax≤Ls且M·Ls≤Np，那么被搬移后的hm，i(1≤m≤M)与在时域上互不重叠，也即M个用户的信道hm，i(1≤m≤M)在时域上被正交分离，从而可得到用户m的信道估计
可见，原本在时域上混叠在一起无法分离的多用户信道，经过上述本地m序列与前导序列中接收到的m序列做一次循环相关后，便可在时域上完成正交分离。
值得注意的是，用于上述多用户联合信道估计的本地m序列可以是M个用户中任何一个用户的前导序列所采用的m序列pu，0(1≤u≤M)，这是因为 将时域上经过正交分离得到的各用户的信道估计

做DFT变换到频域得到

然后通过简单的单抽头频域均衡器去均衡经过正交分离得到的各用户接收信号，则可恢复出发送端各用户的发射信号 其中

即为第m个用户在的第i个信号子帧中发送的频域信号Xm，i的估计。对频域均衡后的频域信号

进行判决，其具体实施方式
可以是若发送端IDFT数据块采用的是OFDMA形式的多载波信号，则对

直接进行判决；若发送端IDFT数据块采用的是SC-FDMA形式的单载波信号，则需要对

做IDFT变换后得到时域信号

然后再进行判决。
上述判决方式的具体实施方式
的选择可以通过图4接收机中的单多载波信号选择开关来控制。
至此，我们已分离并恢复出上行多用户时域同步频分多址接入系统中发端各用户的发送数据。图4给出了基于发明上行多用户时域同步频分多址接入系统的传输OFDMA上行多载波信号和传输SC-FDMA上行单载波信号的系统框图。
为了分析本发明所提出的上行多用户时域同步频分多址接入方法的复杂度，表1给出了本发明的多址接入方法与直接迭代法(参见文献[1]J.Wang，Z.Yang，C.Pan，J.Song，and L.Yang，“Iterativepadding substruction of the PN sequence for the TDS-OFDM overbroadcasting channels，”IEEE Trans.Consumer Electron.，vol.51，no.4，pp.1148-1152，Nov.2005)、基于部分判决反馈的迭代干扰消除方法(参见文献[2]Shigang Tang，Kewu Peng，Ke Gong，et al.，″NovelDecision-Aided Channel Estimation for TDS-OFDM Systems，″in Proc.IEEE International Conference on Communications(ICC′08)，May.2008，vol.1，pp.946-950)、基于训练序列重构的方法(参见文献[3]FangYang，Jintao Wang，Jun Wang，et al.，“Channel Estimation for theChinese DTTB System Based on a Novel Iterative PN SequenceReconstruction，″in Proc.IEEE International Conference onCommunications(ICC′08)，May.2008，pp.285-289)等文献中记载的方法在实现干扰消除和信道估计时所需要的计算复杂度对比。表中的J表示迭代次数。
表1 从表1中可以看出，当迭代次数J＝1时，基于部分判决反馈的迭代干扰消除方法的复杂度是直接迭代方法的68％，基于训练序列重构的方法的复杂度是直接迭代法的24％，而本发明基于新的超帧结构，由于不需要迭代，而且联合循环重构和联合信道估计的方法都非常简单，因此其复杂度仅为直接迭代法的6％。当迭代次数J增大时，本发明所述方法的相对复杂度则更低。
基于上述描述及具体实施方式
，对本发明所提出的上行多用户时域同步频分多址接入方法，以系统同时支持4个用户(M＝4)为例，系统的主要参数如表2所示，本实施例对该系统的可行性和性能进行了计算机仿真，仿真中所用的信道为表3所示的4种典型无线多径信道Brazil A和Brazil D(参见文献“Digital Television Systems-BrazilianTests-Final Report，”ANATEL SP，May 2000)，以及ITU推荐的信道模型Indoor B and Vehicular A(参见文献Recommendation ITU-RM.1225，“Guideline for Evaluation of Radio Transmission Technologyfor IMT-2000，”1997)。上行多用户系统中的用户1、用户2、用户3和用户4分别经过多径信道Brazil A、Indoor B、Vehicular A和Brazil D。
表2 表3
本实施例给出了本发明提出的上行多用户时域同步频分多址接入系统中的多用户信道估计方法与传统TDS-OFDM系统中迭代信道估计方法(参考文献[1])在均方误差(MSE)方面的性能对比仿真结果。在图5给出仿真结果中，Iter表示迭代次数。文献[1]已指出，当Iter＝2时，信道估计的MSE可基本达到迭代法所能取得的性能上界，但图8中的仿真结果表明，此时迭代法信道估计的性能仍然没有本发明中利用前导序列进行多用户联合信道估计的方法性能好。这是因为在传统的TDS-OFDM系统中，IDFT数据块对PN的干扰将会影响迭代信道估计算法的性能，虽然可以通过迭代的干扰消除来减小法来这钟干扰，但是干扰不能完全消除。相反，在本发明中用于信道估计的m序列由于在帧结构设计中保护了前保护间隔，因此不存在IDFT数据块对m序列的干扰，因此即使信道估计是针对上行多用户系统中的所有用户同时进行的，也可以得到更精确的信道估计结果。
图6给出了提出的上行多用户时域同步频分多址接入系统与传统的TDS-OFDM单用户系统在四种典型多径信道中的误比特率(BER)性能对比结果。仿真采用的子载波分配方式为交织分配，多用户系统中的4个用户分别占用可用子载波总数的1/4，传统的TDS-OFDM单用户系统中只有一个用户并占用所有可用子载波。仿真结果表明，本发明的上行多用户系统中每个用户所能达到的BER性能与传统TDS-OFDM单用户系统中一个用户所能达到的BER性能非常接近，且略好于传统的单用户系统。这是因为，一方面，基于本发明前导序列中m序列的信道估计可以获得更精确的信道估计结果；另一方面，与传统TDS-OFDM单用户系统不同的是，本发明在重构IDFT数据块的循环特性时不需要任何信道信息(CSI)，因而可以获得更精确的重构结果。
图7给出了本发明提出的上行多用户TDS-FDMA系统和传统的TDS-OFDM系统在瑞利衰落信道下的BER性能对比，采用的信道模型为VehicularA，信道的最大多普勒扩展分别为10Hz、30Hz和100Hz，分别对应终端用户的低速、中速和高速移动场景。从仿真结果中可以看出，对于BER为5×10-3，当最大多普勒扩展分别为10Hz时，传统单用户TDS-OFDM系统中所需的SNR约为25dB，而多用户TDS-FDMA系统所需的SNR则约为22dB，因此SNR提升了约3dB；当最大多普勒扩展分别为30Hz时，SNR提升了约4dB；当最大多普勒扩展分别为100Hz时，SNR的提升空间大幅减小，二者的BER性能非常接近。可以看出，在低速特别是中速时变信道下本发明提出的上行多用户TDS-FDMA系统可以比传统单用户TDS-OFDM系统获得更好的BER性能，这是因为，本发明帧结构在多用户IDFT数据的联合循环特性重构过程中不需要任何信道信息，避免了PN序列与数据部分的迭代干扰消除，而传统的单用户TDS-OFDM系统在循环特性的迭代重构过程中需要不断利用信道信息以逐步消除PN序列与数据部分的干扰，在时变条件下，通过信道估计得到的信道信息存在一定的误差，而这个误差在迭代过程中可能不断累加，从而导致了系统性能的恶化；在高速移动情况下，由于信道的相干时间缩短，而本发明的信道估计是通过前导序列获得的，因此更新速度相对减慢，因此由于快速时变引起的信道估计误差就变大，从而损失了循环重构不需要信道信息带来的增益。这个问题可以通过动态调整帧结构中信号子帧的个数L来解决，然而较小的L就意味这较大的传输有效性损失，不过这是在高速移动条件下为了获得传输的可靠性需要付出的代价。
上述理论分析和仿真结果都表明，本发明的上行多用户时域同步频分多址接入方法通过帧结构中IDFT数据块的后保护间隔和前导序列的后保护间隔之间一次简单的加减运算便可完成所有用户接收DFT数据块的联合循环特性重构，通过本地m序列与前导序列中m序列的一次循环相关便可完成所有用户的信道估计，整个方案简单可行，而且以比传统的单用户TDS-OFDM系统更低的复杂度实现了多用户接入，并且在低速和中速移动条件下取得了更好的系统性能。同时，本发明还为多载波OFDMA信号和单载波SC-FDMA信号提供了一种统一而灵活的上行多址帧结构。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变型，这些改进和变型也应视为本发明的保护范围。
权利要求
1.一种上行多用户时域同步频分多址接入方法，其特征在于，包括以下步骤
组帧步骤，在发送端以超帧为基本单元组成信号帧，组成所述超帧的方式为在L个信号子帧之前插入前导序列；其中，所述信号子帧包括时域数据块和后保护间隔，所述前导序列包括训练序列、前保护间隔和所述后保护间隔，所述前保护间隔与后保护间隔相同；
信号发送步骤，将按照所述组帧步骤的方式组成的信号帧进行发送。
2.如权利要求1所述的上行多用户时域同步频分多址接入方法，其特征在于，根据无线信道的相干时间大小或者无线信道的变化速度确定所述信号子帧的个数L。
3.如权利要求2所述的上行多用户时域同步频分多址接入方法，其特征在于，所述无线信道的多普勒扩展带宽越大，则所述信号子帧的个数L的取值越小；所述无线信道的多普勒扩展带宽越小，则所述信号子帧的个数L的取值越大。
4.如权利要求1所述的上行多用户时域同步频分多址接入方法，其特征在于，所述前保护间隔和后保护间隔均为所述训练序列中的最后K个符号，且K大于或等于无线信道的最大时延扩展。
5.如权利要求1所述的上行多用户时域同步频分多址接入方法，其特征在于，所述训练序列是单载波形式的时域m序列，其中，相邻两个用户m、m+1所采用的时域序列为pm和pm+1，pm+1是pm经过Ls位循环位移后得到的序列。
6.如权利要求1所述的上行多用户时域同步频分多址接入方法，其特征在于，所述训练序列是多载波形式的频域序列，不同用户的训练序列占用频域上相互正交的子载波，然后通过逆傅立叶变换得到其对应的时域中的训练序列。
7.如权利要求1～6之任一项所述的上行多用户时域同步频分多址接入方法，其特征在于，所述时域数据块为IDFT时域数据块。
8.如权利要求7所述的上行多用户时域同步频分多址接入方法，其特征在于，所述IDFT时域数据块为正交频分复用多址形式的多载波信号，或者单载波频分多址形式的单载波信号。
9.如权利要求6所述的上行多用户时域同步频分多址接入方法，其特征在于，若所述训练序列是多载波形式的频域序列，不同用户均按照一一对应的方式分别占用所述训练序列和IDFT时域数据块中对应的相互正交的子载波。
全文摘要
本发明公开了一种上行多用户时域同步频分多址接入方法，包括步骤在发送端以超帧为基本单元组成信号帧，组帧方式为在L个信号子帧之前插入前导序列；信号子帧包括时域数据块和后保护间隔，前导序列包括训练序列、前保护间隔和所述后保护间隔，前保护间隔与后保护间隔相同，所述训练序列由相邻用户间的存在时域循环位移的m序列构成；将组成的信号帧发送。本发明解决了TDS-OFDM用于上行多址接入时多用户间帧头与帧体之间的叠加干扰难以消除的问题；使得多载波OFDMA和单载波SC-FDMA可以采用统一的信号帧结构进行上行多用户传输；而且以比传统的单用户TDS-OFDM系统更低的复杂度实现了多用户接入，在移动条件下特别是低速移动时能够取得更好的系统性能。
文档编号H04B7/26GK101807954SQ20101012974
公开日2010年8月18日 申请日期2010年3月19日 优先权日2010年3月19日
发明者宋健, 戴凌龙, 符剑, 杨知行 申请人:清华大学, 波音公司