一种解决dtmb单载波正反频谱的搜索装置的制作方法

本发明涉及dtmb技术领域，尤其涉及一种解决dtmb单载波正反频谱的搜索装置。

背景技术：

对于dtmb(Digital Terrestrial Multimedia Broadcast，地面数字广播电视)的输入信号源来说，由于不同厂家的信号发生源的正反频谱特性，对于接收端来说是未知的，这样需要解调器(Demod)能够在未知信号源的正反频谱特性时，能够实现正确解调。

Dtmb有多载波和单载波两种系统，对于多载波而言，QAM(Quadrature Amplitude Modulation,正交振幅调制信号)是调制在频域上的，可以通过频域的TPS(频域的传输参数信息)位置来确定当前信号是否是正或反的，这样解调TPS信号后，同时可确定当前信号的正反频谱特性。其中，正频谱时：TPS位置为0～17和3762～3779；反频谱时：TPS位置为0～18和3763～3779。

对于单载波而言，信息是反映在时域上的，而已知的PN(Pseudo-random Noise，伪随机序列)和TPS信息在时域上I、Q是相等的，并且它们的频谱也是对称的，从而无法从当前信号本身特性来获得关于正、反频谱的任何信息，所以只能进行搜索来获取。通常的情况是系统状态机等待FEC(Forward Error Correction，前向纠错编码)失锁后，进行复位，然后再切换频谱，重新让FEC锁定(lock)，这个的搜索时间大约是：如果第一次失锁，一般要等待sync(同步)+che(信道估计)+fec(纠错解码)：150帧+150帧+510信号帧(交织周期)+150个信号帧(判断fec lock)，大约有1000帧左右，这样来回要1s左右。这样在搜台时，较易出现漏台的情况；这是本领域技术人员所不期望见到的。

技术实现要素：

针对上述存在的问题，本发明公开了一种解决dtmb单载波正反频谱的搜索装置，包括：

归一化和加权计算模块，根据信道估计和均衡后的数据的实部datar和虚部datai两路信号以及信道频域冲击响应的能量csi，计算经过信道噪声加权后的归一化数据的实部分量x、虚部分量y以及信道响应的能量c；

合并模块，与所述归一化和加权计算模块连接，以对所述x，y，c进行合并并输出合并结果；

频域解交织模块，与所述合并模块连接，以对所述合并结果进行频域解交织；

第一选择器，与所述合并模块直接连接或通过所述频域解交织模块与所述合并模块连接；

TPS去除模块，与所述第一选择器连接，以去除3780个输入符号的头36个系统信息，输出3744个数据信息。

上述的解决dtmb单载波正反频谱的搜索装置，其中，所述装置还包括：

第一解合并模块，与所述TPS去除模块连接，以拆分出x，y和c；

第一交换(exchange)模块，与所述第一解合并模块连接，以根据频谱控制信号freqRev，选择是否对输入x、y两路数据进行交换；

第一对数似然比(log-likelihood ratio，llr)计算模块，通过所述第一交换模块与所述第一解合并模块连接，以根据x、y和c计算每bit的对数似然比信息；

4qam-nr解码模块，与所述第一对数似然比计算模块连接，以对4qam-nr编码信号进行解码。

第二选择器，与所述TPS去除模块直接连接或通过所述4qam-nr解码模块与所述第一对数似然比计算模块连接。

上述的解决dtmb单载波正反频谱的搜索装置，其中，所述装置还包括：

时域解交织模块，与所述第二选择器连接，以对所述合并结果进行时域解交织；

第二解合并模块，与所述时域解交织模块连接，以拆分出x，y和c；

第二交换模块，与所述第二解合并模块连接，以根据输入控制信号freqRev或fec_lock，选择是否对输入x、y两路数据进行交换。

第二对数似然比计算模块，通过所述第二交换模块与所述第二解合并模块连接，以根据x、y和c计算每bit的对数似然比信息。

第三选择器，与所述时域解交织模块直接连接或通过所述第二对数似然比计算模块与所述第二交换模块连接。

缓存模块，与所述第三选择器连接，以对基于符号速率输入的3744个36bit的似然比信息进行存储，输出基于bit速率的7488个6bit的似然比信息。

低密度奇偶校验码解码(Low-Density Parity-Check Code，LDPC)模块，与所述缓存模块连接，以对所述缓存模块输出的对数似然比信息进行解码，并根据解码结果进行校验，以确定当前信号的正、反频谱特性；

上述的解决dtmb单载波正反频谱的搜索装置，其中，所述归一化和加权计算模块根据公式(1)、公式(2)和公式(3)计算多载波的x，y，c；

所述公式为：

其中，多载波信道频域冲击响应的能量csi＝Hpow＝|H|^{^2}，snr为估计的信躁比；Hpow_avg为信道频域响应的能量的均值，errpow_avg为子载波误差能量的均值；errpow_seg为每段子载波的误差能量。

上述的解决dtmb单载波正反频谱的搜索装置，其中，所述归一化和加权计算模块根据公式(4)、公式(5)和公式(6)计算单载波的x，y，c；

所述公式为：

x＝datar×snr (4)

y＝datai×snr (5)

c＝1 (6)

上述的解决dtmb单载波正反频谱的搜索装置，其中，所述x，y，c采用浮点二进制表示法表示。

上述的解决dtmb单载波正反频谱的搜索装置，其中，基于4qam调制，所述第一对数似然比计算模块根据x、y、c和公式(7)、公式(8)计算每bit的对数似然比信息；

llr0＝x (7)

llr1＝y (8)

上述的解决dtmb单载波正反频谱的搜索装置，其中，基于16qam调制，所述第二对数似然比计算模块根据x、y、c和公式(9)、公式(10)、公式(11)、公式(12)计算每bit的对数似然比信息；

llr0＝|x|-4c (9)

llr1＝x (10)

llr2＝|y|-4c (11)

llr3＝y (12)

其中，||为取绝对值运算。

上述的解决dtmb单载波正反频谱的搜索装置，其中，基于64qam调制，所述第二对数似然比计算模块根据x、y、c和公式(13)、公式(14)、公式(15)、公式(16)、公式(17)、公式(18)计算每bit的对数似然比信息；

llr1＝|x|-4c (14)

llr2＝x (15)

llr4＝|y|-4c (17)

llr5＝y (18)

上述发明具有如下优点或者有益效果：

本发明公开了一种解决dtmb单载波正反频谱的搜索装置，将用于计算对数似然比的对数似然比计算模块挪到时域解交织模块后，这样每解一帧低密度奇偶校验码(ldpc)时，可以将x和y进行交换(相当于正、反频谱切换)，再计算对数似然比(llr)，最后根据ldpc解出的结果，就可以确定当前信号的正、反频谱特性，而不需要重新复位整个解调器系统，这样可大大缩短搜索时间，比通常做法可缩短约一半时间左右，减少了漏台概率；同时基于浮点二进制量化方法，可减少ram的存储。

附图说明

通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明及其特征、外形和优点将会变得更加明显。在全部附图中相同的标记指示相同的部分。并未可以按照比例绘制附图，重点在于示出本发明的主旨。

图1是本发明背景技术中解决dtmb单载波正反频谱的搜索装置的结构示意图；

图2是本发明实施例中解决dtmb单载波正反频谱的搜索装置的结构示意图；

图3是本发明实施例中解决dtmb单载波正反频谱的搜索装置的状态转移图。

具体实施方式

下面结合附图和具体的实施例对本发明作进一步的说明，但是不作为本发明的限定。

本发明背景技术中解决dtmb单载波正反频谱的搜索装置如图1所示：包括交换模块、归一化和加权计算模块(计算x，y，c)、对数似然比计算模块、频域解交织模块、第一选择器(mux1)、TPS去除模块、4qam-nr解码模块、第二选择器(mux2)、时域解交织模块、缓存模块以及低密度奇偶校验码(ldpc)解码模块。

首先交换模块，根据外部的正反频谱控制信号freqRev(这个信号在多载波时，由tps信息的位置决定；在单载波时，可由软件来控制切换)，选择对信道估计和均衡后的两路输入数据datar(实部分量)和datai(虚部分量)是否进行交换处理；然后经过归一化和加权计算模块计算出x，y和c，再经过对数似然比计算模块得到每bit的对数似然比信息llr，一路经过频域解交织(对于多载波信号)，另一路为直通(对于单载波信号)，两路输入mux1；mux1的输出经过TPS去除模块去掉头部36个系统信息，得到3744个数据信息；TPS去除模块的输出一路为直通信号(非4qam-nr信号)，另一路进入4qam-nr解码模块(4qam-nr信号)，两路输入选择器mux2；mux2的输出，经过时域解交织模块和缓存模块，最后进入ldpc(低密度奇偶校验码解码)模块，由ldpc解码的校验方程，可知道当前信号有没有解出。如果连续多帧没有解出，系统状态机给出fec失锁标志，这时会复位整个系统，切换一次正(或反)频谱，重新进行解调。如上所述，一般解调一次，到fec正确解码，大约需要1000帧左右的时间，约0.5ms。在单载波系统，频谱未知的情况下，来回搜索一次，需要2倍的正常解调时间(约1s左右)。

本发明为解决上述搜索时间过长的问题，提出了一种新的解决dtmb单载波正反频谱的搜索装置。

如图2所示，本实施例涉及解决dtmb单载波正反频谱的搜索装置(通常芯片的fec处理方法)，包括：归一化和加权计算模块、合并模块、频域解交织模块、第一选择器、TPS去除模块、第一解合并模块、第一交换模块、第一对数似然比计算模块、4qam-nr解码模块、第二选择器、时域解交织模块、第二解合并模块、第二交换模块、第二对数似然比计算模块、第三选择器、缓冲模块、低密度奇偶校验码解码模块。

归一化和加权计算模块根据信道估计和均衡后数据的实部datar和虚部datai两路信号以及信道冲击响应的能量csi，计算经过信道噪声加权后的归一化数据的实部分量、虚部分量以及信道响应的能量：x，y和c；合并模块与归一化和加权计算模块连接，以对x，y和c进行合并并输出合并结果；频域解交织模块与合并模块连接，以对合并结果进行频域解交织；第一选择器与合并模块直接连接或通过频域解交织模块与合并模块连接；TPS去除模块和第一选择器连接，以去掉头部36个系统信息，输出3744个数据信息；第一解合并模块与TPS去除模块连接，以拆分出x，y和c，第一交换模块根据外部的频谱控制信号freqRev，对输入的x和y，选择是否要进行交换处理；第一对数似然比计算模块和第一交换模块连接，以根据x、y和c计算每bit的对数似然比信息，此处只需要根据下面的公式(1.7)～(1.88)，对4qam信号进行计算即可；4qam-nr解码模块和第一对数似然比计算模块连接，以对4qam-nr编码信号进行解码；第二选择器与TPS去除模块直接连接或通过4qam-nr解码模块与第一对数似然比计算模块连接；时域解交织模块与第二选择器连接，以对合并结果进行时域解交织；第二解合并模块与时域解交织模块连接，以拆分出x，y和c；第二交换模块，在多载波时，根据tps信息位置解出的频谱特性freqRev；在单载波时，根据当前系统设定的频谱特性时，fec是否锁定的信号fec_lock，来选择对输入的x和y，是否要进行交换处理；第二对数似然比计算模块与第二交换模块连接，以根据x、y和c计算每bit的对数似然比信息；第三选择器与时域解交织模块直接连接(4qam-nr信号)或通过第二对数似然比计算模块与第二交换模块连接(非4qam-nr信号)；缓存模块与第三选择器连接，以对基于符号速率输入的3744个36bit的似然比信息进行存储，输出基于位(bit)速率的7488个6bit的似然比信息；低密度奇偶校验码解码模块与缓存模块连接，以对对数似然比信息进行解码和校验，并根据校验结果确定当前信号的正、反频谱特性。

图2中归一化和加权计算模块按公式1.1～1.6进行计算，第一对数似然比计算模块(4qm-nr信号)，根据公式1.7和1.8，只计算4qam星座的对数似然比信息，第二对数似然比计算模块根据不同的星座映射(QAM)类型，按公式1.7～1.18进行计算。

图2中第一合并模块分两路输出到第一选择器，一路直接输出(单载波系统)，另一路通过频域解交织模块(多载波系统)输出。第一选择器输出3780个符号(symbol)信息，经TPS去除模块后输出为3744个数据符号信息，去掉了头部36个系统符号信息；然后分为两路输出到时域解交织模块：如果为非4qam-nr信号，则走直接相连的通路；如果为4qam-nr信号，则要先根据第一解合并模块、第一交换模块和第一对数似然比计算模块解出的llr值，再送入4qam-nr解码模块，解出3744个符号对应的llr值，这里因为解4qam-nr的似然比值llr是在时域解交织器前，所以不能进行自动正、反频谱的搜索，只能根据外部给定的信号freqRev(可由软件进行配置)来决定，如图2中所示。然后第一交换模块根据freqRev信号，选择对输入的两路信号x和y是否要进行交换处理。时域解交织模块对输入信号解交织后，分两路输出到第三选择器，如果为4qam-nr信号，则走直接相连的通路；如果为非4qam-nr信号，则经第二解合并模块、第二交换模块和第二对数似然比计算模块后，输出到第三选择器；第三选择器输出3744个36bit的似然比信息，经缓存模块后，输出7488个6bit的似然比信息，最后送入ldpc解码模块进行解码。

对于归一化和加权计算模块，有两个部分：根据信道估计和均衡后数据的实部datar和虚部datai两路信号和信道频域冲击响应的能量csi，计算x、y和c；由x、y和c计算每bit的对数似然比信息llr，具体公式如下：

多载波计算如下：

单载波计算如下：

x＝data_r×snr (1.4)

y＝data_i×snr (1.5)

c＝1 (1.6)

其中，datar和datai是信道估计和均衡后数据的实部和虚部输入，多载波为频域信息，单载波为时域信息；csi为信道响应能量Hpow，多载波为csi＝|H^{^2}，单载波为csi＝1；snr为估计的信躁比；Hpow_avg为信道响应能量的均值，errpow_avg为子载波误差能量的均值，errpow_seg为每段(4个子载波)子载波的误差能量，多载波时共有3780/4＝945个值(即对于3780子载波按每4段进行分割，共有945个值)。

在单载波时，不用这些信息，因为是在时域上处理的。

得到x，y和c后，根据下面的简化公式计算llr:

基于4qam调制，对数似然比计算模块根据x、y、c和公式(1.7)、公式(1.8)计算每bit的对数似然比信息；

llr0＝x (1.7)

llr1＝y (1.8)

基于16qam调制，对数似然比计算模块根据x、y、c和公式(1.9)、公式(1.10)、公式(1.11)、公式(1.12)计算每bit的对数似然比信息；

llr0＝|x|-4c (1.9)

llr1＝x (1.10)

llr2＝|y|-4c (1.11)

llr3＝y (1.12)

其中，||为取绝对值运算。

基于64qam调制，对数似然比计算模块根据x、y、c和公式(1.13)、公式(1.14)、公式(1.15)、公式(1.16)、公式(1.17)、公式(1.18)计算每bit的对数似然比信息；

llr1＝|x|-4c (1.14)

llr2＝x (1.15)

llr4＝|y|-4c (1.17)

llr5＝y (1.18)

计算llr后，将其量化为6bit(ldpc解码内部量化位宽)，这样对于64qam，最大llr位宽为6*6＝36位的，总的ram大小为3780*36bit，然后去除36个tps信息后，得到信息数据的3744*36个llr，再送入时域解交织模块，这里时域解交织是基于符号交织的，所以对36bit做为一个整体，进行解交织，最后根据qam类型，取36个比特中相应个数的llr，组合成7488*6比特送入ldpc解码。在这里如果先计算出x、y和c，再经过时域解交织，将不能进行单帧的正、反频谱切换操作，因为被时域解交织打乱了。如果将计算llr的部分挪到时域解交织后，再进行计算，这样每解一帧ldpc时，可以将x和y进行交换(相当于正和反频谱切换)，再计算llr(图2所示)，最后根据ldpc解出的结果，就可以确定当前信号的正、反频谱特性，而不需要要重新复位整个demod系统，这样将搜索时间缩短近一倍左右。

本发明对量化位宽的处理改进：

为了能够实现将计算llr的部分，放在时域解交织后，同时不增加ram大小，本发明实施例采用了浮点二进制表示法：数据精度*2^(数据范围)。x、y和c，正常量化方法时，分别为19、19和18位(图1所示)，基于浮点二进制表示时，我们存储数据精度+数据范围，将x、y和c分别量化为12(8+4)、12(8+4)和12(8+4)位，然后经过合并模块(图2所示)后为36比特，再经过时域解交织模块，然后经过解合并模块，拆分出x、y和c，再输入计算llr模块，得到3744*36比特的似然比，经过缓冲模块后，输出7488*6比特llr，送入ldpc解码模块。

如图3所示，对于4qam、16qam和64qam，由于每个信号帧3744个符号，对应的llr信息分别为：3744*2、3744*4和3744*6，所以每个信号帧分别对应了1、2和3个ldpc帧，所以是整数倍的，因此每帧都可进行正、反频谱的搜索。但对于32qam而言，一个信号帧包含3744*5＝2.5*7488个llr，所以为2.5个ldpc帧，这样就存在半个ldpc帧头的搜索，再加上正、反频谱的搜索，共有4种情况，为了能够遍历每种情况，对每4帧进行一次正、反频谱的搜索，同时在每2帧的地方丢弃半帧。

以上对本发明的较佳实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，其中未尽详细描述的设备和结构应该理解为用本领域中的普通方式予以实施；任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案作出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例，这并不影响本发明的实质内容。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本发明技术方案保护的范围内。