一种省略片外滤波器的接收机的制作方法

本申请涉及一种射频接收机，特别是涉及其中的射频前端。

背景技术：

收发机(transceiver)包括发射机(transmitter)和接收机(receiver)。接收机的射频前端(RF front end)通常是指从天线到混频器之间的电路，包括混频器。用于2G、3G、4G等移动通讯的CMOS射频收发机中，发射机产生的大功率信号会通过多种方式耦合到接收机，从而使接收机面临饱和的风险。同时，天线接收到的信号也常常伴随大功率的阻塞信号，同样会使接收机饱和。为了提升接收机对带外阻塞的抑制效果，已有一些现有的接收机射频前端方案被提出。

2011年4月的《IEEE固态电路杂志》(IEEE Journal of Solid-State Circuits)第46卷第4期有一篇文章《用于GSM/GPRS/EDGE的65nm CMOS四频无表面声波接收机片上系统》(A 65nm CMOS Quad-Band SAW-Less Receiver SoC for GSM/GPRS/EDGE)，这篇文章的第I部分公开了一种传统的接收机射频前端，如图1所示。该射频前端在片上系统(SoC)的外部具有多个表面声波(SAW)滤波器，分别用来对不同的通信频带进行滤波。该方案的缺点在于片外滤波器的体积大且价格贵。

2010年12月的《IEEE固态电路杂志》第45卷第12期有一篇文章《具有数字控制和宽带可调射频界面的无源先混频接收机》(A Passive Mixer-First Receiver With Digitally Controlled and Widely Tunable RF Interface)，这篇文章的第II部分、第III部分公开了一种接收机，如图2所示。该接收机以无源混频器直接连接天线，省略了射频滤波器、射频阻抗匹配网络以及射频低噪声放大器(LNA)。射频信号被天线接收后，先通过无源混频器下变频到基带信号，再被基带低噪声放大器放大。这篇文章还分析了无源混频器对于下变频的带外阻塞信号具有良好的抑制效果，因此这种以混频器为第一级的接收机具有很高的线性度。该方案的缺点在于有二。第一，由于省略了低噪声放大器，使得以混频器为第一级的接收机的噪声系数较差，导致系统灵敏度有所恶化。第二，基带低噪声放大器对无源混频器的输出信号采用电流采样，基带放大器的输入阻抗经过无源混频器上变频到无源混频器的输入端，与无源混频器的等效导通电阻一起提供射频信号的输入匹配，因此输入匹配和基带放大器的设计需要相互折衷。相同的技术方案也记载在申请公布号为CN102845126A、申请公布日为2012年12月26日的中国发明专利申请《无线通信设备及系统》中。

申请公布号为CN103546176A、申请公布日为2014年1月29日的中国发明专利申请《无线接收机及其信号处理方法》中，其说明书0066段、0067段记载了一种低功率无线电接收机，如图3所示。该接收机自天线依次连接匹配电路、缓冲器、混频器，匹配电路实现输入阻抗匹配，缓冲器实现阻抗隔离，混频器实现射频信号的下变频。该方案的缺点在于引入的缓冲器会增加额外的功耗，也会引入噪声并使得信号衰减。同时由于缓冲器自身的非线性，还会降低信号的信噪比。

技术实现要素：

本申请所要解决的技术问题是提供一种省略片外滤波器的接收机，采用在片(即片上)的滤波结构来滤除从发射机耦合过来的发射信号或者从天线接收到的带外阻塞信号，从而提升接收机的线性度并降低噪声。

为解决上述技术问题，本申请提供的省略片外滤波器的接收机自天线以下依次连接匹配网络、无源滤波器、基带放大器和滤波器。所述匹配网络由一个或多个电容或电感组成，对天线接收到的射频信号实现输入阻抗匹配同时进行预放大。所述无源滤波器具有并联的多个通道，每个通道都由一个开关管和一个采样电容串联而成，并且每个通道中的开关管都由一个载波信号控制其导通或关断；这些载波信号的高电平脉冲均没有交叠；在某个载波信号的高电平脉冲期间，由该载波信号控制的开关管导通，其余开关管均关断；在任意时刻，无源滤波器的输入信号从并联的多个通道中的仅一条通道通过，由该通道的采样电容采样后在无源滤波器的输出端得到下变频后的中频或基带信号。所述基带放大器和滤波器对下变频后的中频或基带信号进一步放大和滤波。优选地，所述匹配网络、无源滤波器、基带放大器和滤波器都在片上实现。

在实施例一中，所述匹配网络包括串联的电容一和电感一；电容一的第一端作为匹配网络的输入端，接收来自天线的射频信号；电容一的第二端与电感一的第一端相连接，作为匹配网络的输出端；电感一的第二端接地。

在实施例二中，所述匹配网络包括电容一、电感二、电感三、电容二和电容三；电容一的第一端作为匹配网络的输入端，接收来自天线的射频信号；电容一的第二端和地之间并联有电感二、电感三、电容二和电容三；电容一的第二端作为匹配网络的输出端；电容二是可调电容。电容三是无源滤波器中的开关管在该节点处的到地寄生电容。

在实施例三中，所述匹配网络包括电容一、电感一、电容二和电容三；电容一的第一端作为匹配网络的输入端，接收来自天线的射频信号；电容一的第二端和地之间并联有电感一、电容二和电容三；电容一的第二端作为匹配网络的输出端；电容二是可调电容；电容三是无源滤波器中的开关管在该节点处的到地寄生电容。

在实施例四中，所述匹配网络包括电容一、电容四、电感四、电容二和电容三；电容一的第一端作为匹配网络的输入端，接收来自天线的射频信号；电容一的第二端与电容四的第一端相连接，电容四的第二端接地；电容一的第二端还通过电感四连接电容二的第一端和电容三的第一端，电容二的第一端和电容三的第一端作为匹配网络的输出端；电容二的第二端接地；电容三的第二端接地；电容二和电容四是可调电容；电容三是无源滤波器中的开关管在该节点处的到地寄生电容。

在以上各个实施例中，无源滤波器与匹配网络共同作用，在匹配网络的输出端形成一个滤波器，用来过滤由发射机耦合来的或者由天线接收到的带外阻塞信号。

本申请取得的技术效果是实现了省略片外表面声波滤波器的接收机，实现了较低的噪声系数、提高了滤除带外阻塞信号的能力，从而提高了线性度、消除了输入匹配和基带放大器的折衷关系。

附图说明

图1是一种传统的接收机射频前端的结构示意图。

图2是一种现有的采用无源混频器的接收机的结构示意图。

图3是一种现有的具有匹配电路和缓冲器的接收机的结构示意图。

图4是本申请提供的省略片外滤波器的接收机的实施例一的结构示意图。

图5是图4中的N通道无源滤波器的N个本振信号的示意图。

图6是本申请提供的省略片外滤波器的接收机的实施例二的结构示意图。

图7是本申请提供的省略片外滤波器的接收机的实施例三的结构示意图。

图8是本申请提供的省略片外滤波器的接收机的实施例四的结构示意图。

图9是本申请提供的省略片外滤波器的接收机的等效电路示意图一。

图10是本申请提供的省略片外滤波器的接收机的等效电路示意图二。

图11是本申请提供的接收机的增益与频率关系的仿真结果图。

图12是本申请提供的接收机的实施例二的射频增益和S11与频率关系的仿真结果图。

图13是本申请提供的接收机的转换增益和双边带噪声系数与频率关系的仿真结果图。

图中附图标记说明：T为开关管；C为电容；L为电感；R为电阻。

具体实施方式

请参阅图4，这是本申请提供的省略片外滤波器的接收机的实施例一。该实施例一所示的接收机自天线以下依次包括匹配网络、无源滤波器、基带放大器和滤波器。所述匹配网络包括串联的电容一C1和电感一L1。电容一C1的第一端作为匹配网络的输入端，接收来自天线的射频信号。电容一C1的第二端与电感一L1的第一端相连接，作为匹配网络的输出端。电感一L1的第二端接地。所述无源滤波器具有并联的N个通道，每个通道都由一个开关管T_N和一个采样电容C_LN串联而成，并且每个通道中的开关管T_N都由一个载波信号LO_N控制其导通或关断。请参阅图5，无源滤波器的N个通道中的N个开关管T_N由N个不同的载波信号LO₁至LO_N分别控制，这N个载波信号LO₁至LO_N例如由N个本地振荡器产生。优选地，这N个载波信号LO₁至LO_N的周期相同，占空比也相同，并且任意两个载波信号的高电平脉冲均没有交叠。在某个载波信号的高电平脉冲期间，由该载波信号控制的开关管导通，其余开关管均关断。因此在任意时刻，无源滤波器的输入信号从并联的N个通道中的仅一条通道通过，由该通道的采样电容采样后在无源滤波器的输出端得到下变频后的中频或基带信号。

上述实施例一中，天线接收到的射频信号首先送往匹配网络。匹配网络实现输入阻抗的匹配，同时也对射频信号进行预防大从而对后级电路的噪声有一定抑制。匹配网络输出的射频信号被送往无源滤波器，无源滤波器与匹配网络中的电感一L1并联，在匹配网络的输出端形成一个高品质因数的滤波器，用来过滤由发射机耦合来的或者由天线接收到的带外阻塞信号。无源滤波器还通过N个通道进行分时采样，将射频信号下变频为中频或基带信号，然后送往基带放大器和滤波器。通过调节无源滤波器中各个并联通道的采样电容的容值大小，可以改变无源滤波器的带宽。基带放大器和滤波器对下变频后的中频或基带信号进一步放大和滤波。

上述实施例一中，匹配网络、无源滤波器、基带放大器和滤波器优选地都在片上实现。其中的匹配网络在某些工作频率处为了实现阻抗匹配，电感一L1需要采用较大的感值，不利于片上实现。

请参阅图6，这是本申请提供的省略片外滤波器的接收机的实施例二。该实施例二与实施例一的区别仅在于匹配网络。该实施例二中的匹配网络包括第一端与天线相连接的电容一C1，电容一C1的第二端和地之间并联有电感二L2、电感三L3、电容二C2和电容三C3。电容二C2是可调电容。电容三C3是无源滤波器中的开关管在该节点处的到地寄生电容。电容一C1的第一端作为匹配网络的输入端，接收来自天线的射频信号。电容一C1的第二端作为匹配网络的输出端。

上述实施例二中，匹配网络、无源滤波器、基带放大器和滤波器优选地都在片上实现。实施例一中的电感一L1在实施例二中等效为并联的电感二L2、电感三L3、可调电容二C2和寄生电容三C3。通过调节电容二C2的大小，电感三L3和电容二C2、电容三C3的三通道并联网络可以实现在信号频率处谐振。如果适当增大电容二C2的容值，电感三L3的感值就会变小到适合在片实现。因为在谐振频率处的等效并联电阻的阻值较大，所以此并联网络几乎不影响匹配网络的功能，实施例一中的匹配网络的原有功能在实施例二中都能得到保留。实施例二中的无源滤波器与匹配网络中的电感二L2、电感三L3并联，在匹配网络的输出端形成一个高品质因数的滤波器，用来过滤由发射机耦合来的或者由天线接收到的带外阻塞信号。

请参阅图7，这是本申请提供的省略片外滤波器的接收机的实施例三。该实施例三与实施例一的区别仅在于匹配网络。该实施例三中的匹配网络包括第一端与天线相连接的电容一C1，电容一C1的第二端和地之间并联有电感一L1、电容二C2和电容三C3。电容二C2是可调电容。电容三C3是无源滤波器中的开关管在该节点处的到地寄生电容。电容一C1的第一端作为匹配网络的输入端，接收来自天线的射频信号。电容一C1的第二端作为匹配网络的输出端。

上述实施例三中，匹配网络、无源滤波器、基带放大器和滤波器优选地都在片上实现。实施例三中的匹配网络相当于在实施例一的电感一L1的基础上新增了与电感一L1并联的可调电容二C2和寄生电容三C3。通过调节电容二C2的大小，电感一L1和电容二C2、电容三C3的并联网络可以实现在信号频率处谐振。如果适当增大电容二C2的容值，电感一L1的感值就会变小到适合在片实现。因为在谐振频率处的等效并联电阻的阻值较大，所以此并联网络几乎不影响匹配网络的功能，实施例一中的匹配网络的原有功能在实施例三中都能得到保留。实施例三中的无源滤波器与匹配网络中的电感一L1并联，在匹配网络的输出端形成一个高品质因数的滤波器，用来过滤由发射机耦合来的或者由天线接收到的带外阻塞信号。

请参阅图8，这是本申请提供的省略片外滤波器的接收机的实施例四。该实施例四与实施例一的区别仅在于匹配网络。该实施例四中的匹配网络包括串联的电容一C1和电容四C4，还包括电感四L4、电容二C2和电容三C3。电容二C2和电容四C4是可调电容。电容三C3是无源滤波器中的开关管在该节点处的到地寄生电容。电容一C1的第一端作为匹配网络的输入端，接收来自天线的射频信号。电容一C1的第二端与电容四C4的第一端相连接，电容四C4的第二端接地。电容一C1的第二端还通过电感四L4连接电容二C2的第一端和电容三C3的第一端，电容二C2的第一端和电容三C3的第一端作为匹配网络的输出端。电容二C2的第二端接地。电容三C3的第二端接地。

上述实施例四中，匹配网络、无源滤波器、基带放大器和滤波器优选地都在片上实现。实施例一中的匹配网络为L型，实施例四中的匹配网络改为了Π型。这种Π型匹配网络既适用于片上集成，又方便片外实现。片上集成可提高系统的集成度，片外实现可以采用更高品质因数的电感电容元件来提高系统的噪声性能。同时，在片实现的话通过合理调节电容四C4和电容二C2的容值，可实现多个频段的输入阻抗匹配。实施例四中的无源滤波器与匹配网络一起共同作用，在匹配网络的输出端形成一个高品质因数的滤波器，用来过滤由发射机耦合来的或者由天线接收到的带外阻塞信号。电容二C2和电容三C3并联，或者同时与该节点处的衬垫寄生电容(未图示)并联，电容四C4和它对应节点处的衬垫寄生电容(未图示)并联，使得Π型匹配网络的鲁棒性得到提高，可以实现理想匹配。

在以上各个实施例中，都是将匹配网络与无源混频器级联，这不仅可以对信号预放大从而提高接收机的噪声性能，还可以增强对带外干扰信号的抑制。请参阅图9，这是本申请提供的省略片外滤波器的接收机的等效电路示意图一。天线可以等效为理想电压源Vs和电阻Rs的串联。匹配网络由电容元件Cx和电感元件Lx构成。匹配网络的输入信号为Vin，输出信号为Vout。由N个载波驱动的N通道无源滤波器可以等效为由电感元件Lp、电容元件Cp和电阻元件Rp组成的LCR谐振网络，同时串联由开关管理想化而来的串联电阻Rsw，同时并联开关管在该节点到地的寄生电容C3。

图9所示的等效电路一如果在载波频率处谐振，可以进一步简化为图10所示的等效电路二。因为LCR谐振网络在载波频率处谐振，所以简化为电阻Rp。无源混频器就简化为电阻Rsw与电阻Rp的串联，也可用一个电阻Rsw+Rp来表示。开关管在该节点到地的寄生电容C3可以被吸收到匹配网络中。图10中的匹配网络的输入等效电阻在谐振频率处等于电阻R_S，同时因为Rp远大于Rs，所以Vout/Vin大于1，即该匹配网络对信号有放大作用，所以后级无源混频器的噪声可以得到抑制。同时，在谐振频率以外，电阻Rs经过匹配网络的阻抗变换以后，等效阻抗同样变大，使得带外频率处的增益变小，即提高了对带外干扰信号的抑制。

请参阅图11，这是接收机的增益与频率关系的仿真结果示意图，假定载波的中心频率为1GHz。曲线一表现了本申请提供的省略片外滤波器的接收机，但是省略匹配网络的情况。曲线二则表现了本申请提供的省略片外滤波器的接收机，包含有匹配网络的情况。比较这两条曲线可以发现，没有匹配网络时，由于无源混频器中开关管寄生电容的影响，导致中心频率有所偏移。而增加匹配网络后，可以把无源混频器中开关管寄生电容的影响并入匹配网络中，来实现无偏移的增益使得中心频率保持为1GHz。在中心频率处，增加匹配网络后可提高5dB的增益。在带外频率处，增加匹配网络后对带外信号的抑制可以提高6dB。

请参阅图12，这是实施例三中匹配网络输出端的射频增益、S11(输入端口电压反射系数)与频率关系的仿真结果示意图，假定载波的中心频率为1GHz。曲线三表现了射频增益与频率关系。由曲线三可知，由于匹配网络对有用信号的预放大，在1GHz频率处的增益为9.1dB，同时在匹配网络的输出端形成一个高品质因数(这里的等效Q值为50)的滤波器，从而过滤带外阻塞信号。曲线三的两端增益都在-5dB以下，因此对带外信号的抑制可达15dB左右，从而避免接收机被带外阻塞信号导致饱和。曲线四表现了S11与频率关系。由曲线四可知，通过合理设置电感一L1和可调电容二C2的大小，在1GHz载波信号驱动下可以在中心频率处实现阻抗匹配，1GHz频率处的S11为-16dB。

请参阅图13，这是实施例三中转换增益、双边带噪声系数与频率关系的仿真结果示意图。曲线五表现了转换增益与频率关系。由曲线五可知，转换增益约为15dB，比射频增益高了6dB，这是因为中频或基带为差分信号，而射频信号为单端信号的缘故。曲线六表现了双边带噪声系数与频率关系。由曲线六可知，因为有匹配网络对信号的预放大，接收机系统可以实现很小的噪声系数。曲线六显示在10MHz以内的信号带宽范围内，整个噪声系数小于3dB。

本申请所提供的省略片外滤波器的接收机具有如下有益效果。

其一，无需采用片外滤波器，由无源混频器与匹配网络一起作用构成一个滤波器，用来滤除带外阻塞信号。

其二，在无源混频器之前增加了匹配网络，该匹配网络不仅实现输入阻抗匹配，还对信号进行预放大，从而对抑制噪声、提升接收机的线性度具有一定作用。该匹配网络还使得无源混频器的输入端(即匹配网络的输出端)呈现高阻抗，这个等效的高阻抗连接无源混频器使得带外信号的衰减变大，即提高了对带外阻塞信号的抑制，如图11所示。

其三，匹配网络的输出端直接连接到无源混频器的输入端，无需在两者之间采用缓冲器，因而使整个接收机减小了功耗并提高了噪声性能。

其四，基带放大器和滤波器对下变频的信号采用电压采样，消除了输入匹配和基带处理器的折衷关系，输入匹配不因基带处理器变化而变化，同时也跟输入信号大小无关，使基带放大器和滤波器的实现更加灵活。对于电流采样的基带放大器，其等效输入阻抗较小，会被无源混频器上变频到射频输入端和开关管的导通电阻一起提供输入匹配，故会相互折衷。对于电压采样的基带放大器，其等效输入阻抗较大，可以等效为一定容值的寄生电容，这个寄生电容与开关管的电容负载并联，消除了上述折衷关系。

以上仅为本申请的优选实施例，并不用于限定本申请。对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。