一种用于IEEE802.15.4的低功耗BPSK接收机的制作方法

本发明涉及通信信号波形检测技术领域，具体的说是一种用于ieee802.15.4的低功耗bpsk接收机。

背景技术：

ieee802.15.4是zigbee，wirelesshart等规范的基础，描述了低速率无线个人局域网的物理层和媒体接入控制协议。其最初工作在868/915mhz、2.4ghz的ism频段上，数据传输速率最高可达250kbps。低功耗、低成本的优点使它在数据采集、处理与分析，远程控制精作农业自动化、环境保护和监测等众多领域获得了广泛应用。在2011年工作的最新标准中，又加入了314–316mhz,430–434mhz,779–787mhz和950–956mhz工作频段。

如图1所示，802.15.4协议在不同载波频段上采用调制方式和数据传输速率不同。在四个典型的频段总共提供48个信道：868mhz频段1个信道，915mhz频段10个信道，2450mhz频段16个信道，950mhz频段21个信道。如图2所示，在868/915/950-mhz频段上，信号处理过程相同，只是数据速率不同。发送方首先将物理层协议数据单元(ppdu)的二进制数据差分编码，然后再将差分编码后的每一以位转换为长度为15的片序列，最后使用bpsk调制到信道上。差分编码是将数据的每一个原始比特与前一个差分编码生成的比特进行异或运算：其中en是差分编码的结果，rn为要编码的原始比特，en-1是上一次差分编码的结果。对每个发送的数据包，r1是第一个原始比特，计算e1时假定e0＝0。差分解码过程与编码过程类似：对每个接收到的数据包，e1为第一个需要解码的比特，计算e1时假定e0＝0。如图3所示，差分编码后的每个比特被转换为长度为15的片序列。扩频后的序列使用bpsk调制方式调制到载波上。

如图4所示，ieee802.15.4协议物理层数据帧结构的第一个字段是四个字节共计32位的全零前导码，收发器在接收前导码期间，会根据前导码序列的特征完成片同步和符号同步。帧起始分隔符(sfd)字段长度为一个字节，其值固定为0xa7，表示为一个物理帧的开始，收发器接收完成前导码后只能做到数据的位同步，通过搜索sfd字段的值0xa7才能同步到字节上。帧长度由一个字节的低7位表示，其值就是物理帧负载的长度，因此物理帧负载的长度不会超过127个字节。物理帧的负载长度可变，称之为物理层服务数据单元(psdu)，一般用来承载mac帧。

传统的802.15.4网络用的bpsk接收机主要有两种，一种是如图5所示的868/915/950-mhz频段的传统典型复基带非相干接收机。用表示经信道传输后接收到的复基带采样信号，其中s(k)为待检测的发送数据，s(k)∈{+1,-1}，ω0＝2πf0,f0和θ分别为频率偏移和相位偏移，在整个数据帧中保持不变，tc表示扩频码码片周期，η0(k)为复基带加性高斯白噪声。则图5所示的检测过程可归纳为：

步骤一、利用32个比特的前导码对应的复基带接收采样信号计算含有频率偏移信息的观测值y0：

其中，j表示前导码的比特总数量，j＝32，n表示扩频长度，n＝15，1≤m≤j-1，0≤n≤n-1，p[n+nm]表示前导码的第m个比特对应的第n个码片的信道接收值，(·)^*表示取共轭运算，η1表示所有的噪声项。

步骤二、对psdu对应的复基带接收采样信号进行比特级差分处理，得到判决观测值a0[m]：

其中，r[n+nm]表示psdu的第m个比特对应的第n个码片的信道接收值，η2[m]表示所有的噪声项，e[m]表示发送的第m个比特数据。

步骤三、利用步骤一中的y0提取频偏偏移信息，对步骤二中的a0[m]进行补偿后进行检测判决：

其中，表示接收端对第m个比特数据的判决结果，q(·)为量化函数，|·|表示取模运算。bloch,m.r.、hayashi,m.、和thangaraj,a.于2010年9月在《ieeetranscactionsonsignalprocessing》上发表的文章“ieee802.15.4bpskreceiverarchitecturebasedonanewefficientdetectionscheme”中提供了一种y0的量化函数的计算方法其中是y0的相位，也是频率偏移信息nω0tc的估计值，的计算方法具体描述为：

其中，re(·)表示取实部运算，im(·)表示取虚部运算。

如上所述，传统典型复基带非相干接收机的不足之处是：公式(3)的检测判决过程需要事先从y0中提取频率偏移信息nω0tc的估计值然后对a0[m]进行补偿。由公式(4)可知，步骤三中需要通过除法运算和复杂的反正切运算从y0中得到频率偏移信息nω0tc的估计值这对于能量供给严格受限的802.15.4网络终端来说，能耗较大。

为降低从y0中提取频偏补偿信息nω0tc的实现复杂度，lee,s.、kwon,h.、jung,y.、和kim,j.s.于2007年8月在《electronicsletter》上发表的文章“efficientnon-coherentdemodulationschemeforieee802.15.4lr-wpansystems”中，在传统典型复基带非相干接收机的基础上提出了一种简化形式的接收机，对频偏观测值y0的量化函数做了改变，具体可描述为：

由式(5)可知，在此简化方案中，频率偏移信息nω0tc的估计值可以具体描述为：

可见，传统简化形式接收机的不足之处是：该方案也需要事先从y0中提取频率偏移信息nω0tc的估计值然后对a0[m]进行补偿。其本质是用式(6)对式(1)进行近似处理，从而大大降低传统方案的实现复杂度。但式(6)对式(1)的近似处理过程势必产生较大误差，即式(6)对频率偏移信息nω0tc的估计过程存在更加严重的“过估计”或“欠估计”现象，会导致检测可靠性的大幅下降，没有在实现复杂和性能之间达到较好的平衡匹配。如图6所示，相比于未经简化的接收机，传统简化形式接收机的检测性能损失严重。仿真中采用的载波频率为924mhz，频率偏移为ieee802.15.4协议中规定的最大值80ppm，相位偏移θ在(0，2π]内服从均匀分布，psdu的数据长度为20个字节(160个比特)，每个信噪比下至少采集3000帧错误。而802.15.4网络mac层没有采用前向纠错(fec)机制，而是采用循环冗余校验(crc)来判断传输帧的正确性，自动请求重传(arq)协议据此确定传输帧是否需要重传。故物理层接收机性能的优劣将将直接对能耗产生巨大影响。在信道条件较差，通信距离相对较远时，接收信号功率损耗较大。此时，如果采用该简化形式接收机，同一psdu数据帧可能经过多次重传才能成功被mac层校验通过。如果数据量巨大则多次重传的通信过程也将消耗巨大的能量，这会降低能量供给匮乏的802.15.4网络的使用寿命。

技术实现要素：

为了解决两种传统非相干接收机的不足，基于反正切函数的泰勒级数展开理论，本发明提供一种适用于ieee802.15.4的低功耗bpsk接收机，计算复杂度和能源消耗更低，能够大幅延长ieee802.15.4网络装置的使用寿命。

为了实现上述目的，本发明采用的方案为：

一种用于ieee802.15.4的低功耗bpsk接收机，发送端物理层的数据帧经过扩频和bpsk调制之后经信道传输给接收端，数据帧包括32个比特的前导码和物理层服务数据单元psdu；接收端接收到的复基带采样信号表示为其中s(k)为待检测的发送数据，s(k)∈{+1,-1}，ω0＝2πf0,f0和θ分别为频率偏移和相位偏移，在整个数据帧中保持不变，tc表示扩频码码片周期，η0(k)为复基带加性高斯白噪声；接收过程的具体步骤为：

步骤一、利用32个比特的前导码对应的信道接收数据提取包含频率偏移信息的频偏观测值y0：

其中，j表示前导码的比特总数量，j＝32，n表示扩频长度，n＝15，1≤m≤j-1，0≤n≤n-1，p[n+nm]表示前导码的第m个比特对应的第n个码片的信道接收值，(·)^*表示取共轭运算，η1表示所有的噪声项；

步骤二、对psdu对应的复基带接收采样信号进行比特级差分处理，得到判决观测值a0[m]：

其中，r[n+nm]表示psdu的第m个比特对应的第n个码片的信道接收值，η2[m]表示所有的噪声项，e[m]表示发送的第m个比特数据；

步骤三、利用步骤一中的频偏观测值y0提取频率偏移信息，并对步骤二中的a0[m]进行补偿后进行检测判决：

其中，表示检测判决得到的第m个比特数据，q(·)为量化函数，q(y0)具体表示为：

其中，|·|表示取模运算，表示a0[m]中频率偏移信息nω0tc的估计值；

步骤四、检测结束后将接收到的psdu数据传送给mac层进行crc校验；

所述步骤三中，的具体计算方法为：

其中，re(·)表示取实部运算，im(·)表示取虚部运算。

有益效果：

1、ieee802.15.4协议中规定，在信噪比为5～6db、psdu为20个字节(160个比特)时，误包率要低于1％，即per要小于1×10^-2，如图7所示，本发明在信噪比为0.6db时就已经完全能够满足协议对检测性能的要求；

2、和传统典型复基带非相干接收机相比，本发明具有更低的计算复杂度和更低的能耗，由公式(4)可知，传统典型复基带非相干接收机通过一次除法和一次反正切运算来对频率偏移信息nω0tc的估计量，由公式(10)可知，本发明公布的频率偏移信息nω0tc的估计方法中只需要一次比较、一次除法和一次加法运算，比较运算和加法运算的实现复杂度要远远低于反正切运算，因此本发明的估计方法具有更低的计算复杂度和更低的能耗；

3、和传统典型低复杂度接收机相比，本发明具有更高的检测可靠性，传统简化形式的接收机用式(6)对nω0tc进行估计，即用0，-π和四种相位对nω0tc进行估计，造成的误差较大，本发明采用式(10)的计算方式对频率偏移信息nω0tc进行估计，估计过程中存在的“过估计”或“欠估计”现象较弱，检测性能更好，可靠性更高。

附图说明

图1是ieee802.15.4协议物理层四个频段基本特性图；

图2是ieee802.15.4协议868/915/950-mhz频段物理层数据发送过程图；

图3是ieee802.15.4协议868/915/950-mhz频段扩频映射方式图；

图4是ieee802.15.4协议物理层帧结构图；

图5是适用于868/915/950-mhz频段的典型传统非相干接收机结构图；

图6是适用于868/915/950-mhz频段的传统接收机和简化形式接收机检测性能比较图；

图7是本发明公布的接收机和已有的两种典型接收机检测性能比较图；

图8是频偏偏移量f0的概率分布图；

图9是复坐标平面下y0处于不同区域时对应的角度α图。

具体实施方式

下面根据附图具体说明本发明的实施方式。

一种用于ieee802.15.4的低功耗bpsk接收机，发送端物理层的数据帧经过扩频和bpsk调制之后经信道传输给接收端，数据帧包括32个比特的前导码和物理层服务数据单元psdu；接收端接收到的复基带采样信号表示为其中s(k)为待检测的发送数据，s(k)∈{+1,-1}，ω0＝2πf0,f0和θ分别为频率偏移和相位偏移，在整个数据帧中保持不变，tc表示扩频码码片周期，η0(k)为复基带加性高斯白噪声；接收过程的具体步骤如下：

步骤一、利用32个比特的前导码对应的信道接收数据提取包含频率偏移信息的频偏观测值y0：

步骤二、对psdu对应的复基带接收采样信号进行比特级差分处理，得到判决观测值a0[m]：

步骤三、利用步骤一中的频偏观测值y0提取频率偏移信息，并对步骤二中的a0[m]进行补偿后进行检测判决：

其中，表示接收端判决得到的第m个比特数据，|·|表示取模运算。利用频偏观测值y0提取的频率偏移信息nω0tc的估计值，同时作为判决观测值a0[m]的频率偏移信息的估计值，的具体计算过程为：

其中，re(·)表示取实部运算，im(·)表示取虚部运算。

步骤四、检测结束后将接收到的psdu数据传送给mac层进行crc校验。

作为进一步简化，由于|y0|≥0，故对于式(13)中判决依据“re{a0[m]·q(y0)}≥0”而言有：

故|y0|项不会影响式(13)的最终判决结果，忽略式(13)中的量化函数中的|y0|项并以替代用以相互区分便可得：

式(13)中的量化函数和式(15)所示的量化函数对应的检测性能完全一致，而式(15)拥有更低的实现复杂度，能够进一步减少对能源的消耗，提高装置的使用寿命。

本发明的理论依据阐述如下。

首先，在x＝0处对tan^-1x进行泰勒级数展开可得到：

当|x|较小时，有近似关系tan^-1x≈x。

其次，当频率偏移量nω0tc较小和信噪比snr较大的前提下，成立。直接利用tan^-1x≈x对式(4)进行简化处理后得到：

但是当频率偏移量nω0tc较大或信噪比不高的情况下，tan^-1x≈x对式(4)的近似计算将会带来较大误差，造成最终检测性能的极大损失。即式(16)仅适用于频率偏移量较小和信噪比较大的两个约束条件下的情况。

为得到一种无约束条件下的低复杂度频率偏移估计方法，对式(4)进行等价变换处理。如图9所示，当y0的角度满足或时，成立，此时用tan^-1x≈x的近似过程不会引入较大误差。故可以继续采用如下的计算方法：

如图9所示，当y0的相位满足时，我们有：

当y0的相位满足时，我们有：

由式(19)和式(21)可得

类似地，当y0的角度满足时，我们有：

由式(17)、式(22)和式(23)可得：

由式(24)可知，和在各自区域范围内恒成立，因此直接使用近似关系tan^-1x≈x对式(24)中的近似计算而不会引入较大误差，由此可得到:

最后，比较式(6)和式(24)可知，使用近似关系tan^-1x≈0对式(24)中的简化后即可得到式(6)中的故有结论：对式(24)中的分别使用近似关系tan^-1x≈0和tan^-1x≈x简化后可得到和

显然近似关系tan^-1x≈x比tan^-1x≈0具有更小的近似误差，故本发明提出方案的检测性能比传统简化形式的接收机可靠性更高。

如图7所示，本发明公布的接收机和传统两种接收机相比较，在保证性能的情况下，能够实现更低的计算复杂度和更低的能耗，对于能量供给严格受限的ieee802.15.4网络装置而言，能够大幅延长其使用寿命。仿真中采用的载波频率为924mhz，频率偏移f0服从如图8所示的三角对称分布，相位偏移θ在(0，2π]内服从均匀分布，psdu的数据长度为20个字节(160个比特)，每个信噪比下至少采集3000帧错误。可见，本发明公布的接收机和传统典型复基带非相干接收机的检测性能基本一致，性能损失极低。和传统简化形式的接收机相比，在误包率为1×10-3时，可获得不小于1.7db的增益。故本发明公布的方案在实现复杂度和检测性能之间达到了更好的平衡匹配。