正交发射机，无线通信单元以及发射机中处理信号的方法与流程
本发明总体涉及无线通信单元中的发射机领域，特别涉及反互调产物(counterintermodulationproduct)和谐波杂散的抑制。
背景技术：
随着新一代手机和其他无线通信设备变得嵌入更多的应用和复杂性，手机和其他无线通信设备需要很大的集成度。移动无线电通信的趋势是针对由几个并行收发器组成的复杂多无线电系统(multi-radiosystem)。这意味着射频(rf)前端(front-end，fe)的复杂性设计面临一个飞跃。无线通信设备的rf电路(特别是发射机部分)难以集成。
由于每个发射机级的非线性，例如，模拟正交基带电路，上转换混频器(up-conversionmixer)级，功率放大器(pa)级等，已知的发射机结构产生的发射信号带有不希望的谐波。这导致在发射输出处产生谐波rf杂散，这可能不符合无线通信标准的带外传输规范，从而影响其他无线通信单元的通信发送和接收。或者，它们可能在相同通信单元中实施的其它收发器路径中引起自干扰。
具体地，可以在发射频带内想要的/期望的发射信号的频率ω0+ωbb周围产生杂散，这些杂散在发射频带内。这样的不期望的杂散和谐波包括rf处的基带图像频率ω0-ωbb，本地振荡器泄漏，和多个反互调产物(称为(counterinter-modulation，cim)杂散)，例如位于想要的/期望的发射信号周围的基带信号的第三次谐波(ω0-3ωbb)，第五次谐波(ω0+5ωbb)，第七，...等次谐波。特别地，在想要的信号周围的cim杂散严重降低了性能，诸如恶化了相邻信道泄漏抑制(adjacentchannelleakagerejection,aclr)和杂散发射(spuriousemission)。反三阶和五阶互调(cim3/cim5)分量是公知的需要消除或去除的最关键部分，其中较高阶cim产物不太重要。
在不同tx阶段的谐波混频产生/再生cim产物。由于谐波在每个tx阶段再生，因此有必要抑制cim产物。值得注意的是，由于每个活动级会再生cim产物这个问题效应，即使cim产物早期已经在发射链中被基本上消除或去除，但是当尝试移除所生成的/再生的cim产物时，需要考虑发射机的所有级。
四种已知的解决方案：weldon，he，vora和ingels尝试减少谐波杂散，其中每个基本上基于相同的想法，即正弦波近似。通过添加具有不同相位和幅度的多个信号，可以实现一阶正弦波近似。√2的振幅缩放允许使用易于产生的相移，因此下面标识的每个现有技术在信号路径中使用√2振幅缩放。这四种解决方案的共同缺点是具有不同相位的rf信号被直接组合，不可避免地导致功率损耗并且因此导致发射机效率的降低。
图1示出了已知的正交发射机架构100。发射机架构100包括正交(i/q)基带输入信号110。i/q基带输入信号110经由相应的低通滤波器120输入到正交上混频器(up-mixer)130，其响应于相应的正交本地振荡器(lo)信号125，135来对i/q基带信号110进行上转换，其中，在相应的正交lo信号之间存在90度相位偏移。上转换后的正交信号在rf放大器140中被放大，并且两个路径在组合器150处相加。然后，组合的信号在功率放大器170中被放大。其中，i/q基带输入信号110的i＝a(t).cos{φ(t)},q＝a(t).sin{φ(t)}，其中，a(t)为基带信号。
图2提供了在已知正交发射机中产生的有用信号210和多个杂散和谐波的图形示意图200，在设计发射机架构时需要小心注意这些杂散和谐波。所示的杂散和谐波包括lo泄漏226(ω0)，图像杂散224，cim3杂散220(ω0-3ωbb)和cim5杂散232(ω0+5ωbb)以及其他二次谐波杂散222和228以及三次谐波杂散230。其中，横轴表示频率，纵轴表示db，“1”处表示想要的信号。
m.ingels等人设计的发射机结构，如2013年2月2日出版的在技术论文isscc文摘第338-339页中的“amultiband40nmcmosltesaw-lessmodulatorwith-60dbcc-im3”中所描述的，这个发射机结构仅是针对cim3产物的抑制和消除。例如，在ingels中，来自三个路径的cim3产物具有三个相位，0，-90°，135°。使用缩放因子√2，当三个信号相加时，cim3音调(即cim3产物)被消除。因此，ingels(以及其他已知技术)描述了能够小心操作正交信号以实现消除一个不想要的发射谐波或杂散的架构，不幸地留下不能满足特定性能或者可能再生不想要的杂散发射的其它强谐波和杂散。
用于减少或消除谐波杂散cim3产物的已知技术在消除其他谐波杂散上并不太理想，而产生的其他谐波杂散的水平足以引起或潜在地引起杂散发射问题。
技术实现要素：
本发明实施例提供一种正交发射机，无线通信单元以及发射机中处理信号的方法，用以减少或消除杂散。
根据本发明的第一方面，本发明实施例提供一种正交发射机，其包括：匹配的第一发射路径和第二发射路径。每个发射路径包括：至少一个输入，用于接收相应的第一组或第二组正交基带信号；至少一个本地振荡器lo端口，用于接收相应的第一组和第二组正交lo信号；以及至少一个混频器，其耦合到所述至少一个输入并且用于分别将所述第一组正交基带信号或者第二组正交基带信号与相应的第一组或第二组正交lo信号相乘，以产生相应的输出射频rf信号。组合器，用于组合第一发射路径和第二发射路径的输出射频信号。第一组正交基带信号是第二组正交基带信号的大致45°相移版本；和所述第一组正交lo信号是所述第二组正交lo信号的反向的大致45°相移版本。
在一些可选的示例中，所述第一发射路径和所述第二发射路径的输出射频信号中的至少两组不想要的射频信号是反相的，使得它们在组合器中被抵消。
在一些可选的示例中，单组正交基带信号被应用于第一发射路径和第二发射路径两者，其中第一发射路径和第二发射路径中一个可以包括至少一个基带移相器，所述基带相位偏移器，用于对被应用到另一个发射路径的正交基带信号进行大致±45°的相位偏移，以得到所述基带相位偏移器所在的发射路径的正交基带信号。在一些可选示例中，可以在数字域中执行基带相移，并且第一发射路径和第二发射路径每个包括：一组数字至模拟转换器(dac)，用于对相应组的正交基带信号进行数模转换，以产生相应的模拟正交信号。
在一些可选示例中，正交发射机可以进一步包括至少一个误差校正电路，其可操作地耦合到一组dac的输入，用于校正在所述i路径和q路径之间的正交信号中的非理想因素，其中i路径和q路径之间的正交信号中的非理想因素包括：i路径和q路径的不匹配导致的正交信号中的非理想因素。其中，所述误差校正电路的i路输出耦接第一发射路径的i路径和第二发射路径的i路径，所述误差校正电路的q路输出耦接第一发射路径的q路径和第二发射路径的q路径。
在一些可选的示例中，第一发射路径和第二发射路径中的每一个包括：耦接到相应组数字至模拟转换器的输入的至少一个误差校正电路，所述至少一个误差校正电路用于在数字域中在相应正交基带信号被相位偏移之前或者之后，在数字域中校正所述第一发射路径与所述第二发射路径之间的正交信号的非理想因素，和/或校正所述误差校正电路所在的发射路径中i路径和q路径之间的正交信号的非理想因素，其中，i路径和q路径之间的正交信号中的非理想因素包括：i路径和q路径的不匹配导致的正交信号中的非理想因素；所述第一发射路径与所述第二发射路径之间的正交信号的非理想因素包括：第一发射路径与所述第二发射路径之间的不匹配导致的正交信号的非理想因素。
在一些可选的示例中，正交发射机还可以包括可操作地耦接到第一发射路径和第二发射路径中至少一个dac的输入的三个误差校正电路，其中三个误差校正电路中的两个误差校正电路中的每一个用于校正相应的第一或者第二发射路径内的不匹配，三个误差校正电路中的第三个误差校正电路用于校正第一和第二发射路径两者的i路径和q路径之间的不匹配。
在一些可选示例中，发射路径中的一个还包括：一组数字至模拟转换器，用于对单组正交基带信号进行模数转换，输出所述第一组正交基带信号；所述基带相位偏移器在模拟域中对所述第一组正交基带信号执行所述相位偏移，得到所述第二组正交基带信号。在一些可选的示例中，至少一个误差校正电路可操作地耦接到该组dac的输入，至少一个误差校正电路被配置为对第一发射路径和第二发射路径共享的所述单组正交基带信号进行校正。
在一些可选示例中，正交发射机还可以包括耦接到第一对开关和第二对开关的控制器，所述第一对开关耦接到所述第二发射路径的所述至少一个输入，以及所述第二对开关位于所述第二发射路径的第二组正交lo信号的接收路径上，所述控制器用于控制所述第一对开关和第二对开关，使得所述第二发射路径采用与所述第一发射路径相同的正交lo信号和正交基带信号。
在一些可选示例中，第一发射路径和第二发射路径中的每一个可以实施为多个切片发射路径，其中，组合器是位于多个第一切片rf模块和多个第二切片rf模块之外的功率组合器。在一些可选示例中，多个第一切片rf模块和多个第二切片rf模块可以包括第二组合器，该第二组合器用于组合由相应的切片rf模块组合待输出的rf正交信号。
在一些可选示例中，该正交发射机可以进一步包括耦接到第一对开关和第二对开关的控制器，该第一对开关与第二发射路径的至少一个输入端耦接以提供第一组正交基带信号到第二发射路径的每一个切片rf模块；以及该第二对开关位于第二发射路径的每个切片rf模块的lo信号的接收路径上，以及用于选择性的将反向相移应用到所述第二发射路径的每一个切片rf模块上的混频级。
根据本发明第二方面，本发明提供一种包括上述正交发射机的无线通信单元。
根据本发明第三方面，本发明提供一种用于发射机中处理信号的方法，该发射机包括匹配的第一发射路径和第二发射路径，该方法包括：在所述第一发射路径接收第一组正交基带信号；在所述第二发射路径接收第二组正交基带信号；产生对应的第一组正交lo信号和第二组正交lo信号；将所述第一组正交基带信号与所述第一组正交lo信号相乘，产生第一组输出射频信号，将所述第二组正交基带信号与所述第二组正交lo信号相乘以产生第二组输出射频信号；合并第一发射路径的第一组输出射频信号和第二发射路径的第二组输出射频信号。第一组正交基带信号是第二组正交基带信号的大约45°的相移版本；以及第一组正交lo信号是第二组正交lo信号的大约反向45°的相移版本。
上述正交发射机，无线通信单元以及发射机中处理信号的方法，通过配置两个发射路径，并且一个发射路径的正交基带信号是另一个发射路径的正交基带信号的大致45°相移版本，以及一个发射路径的正交lo信号是另一个发射路径的正交lo信号的反向的大致45°相移版本，可以减少或消除多个有问题的谐波杂散以及cim产物。
附图说明
将仅通过参考附图的示例来描述本发明的进一步的细节，方面和实施例。附图中的元件是为了简单和清楚而示出的，并且不一定按比例绘制。为了便于理解，在各个附图中包括相同的附图标记。
图1示出已知的发射机结构，该发射机结构产生发射信号的不想要的谐波；
图2示出已知的发射机结构的频率响应曲线图，该图突出了需要消除和减少的cim产物，谐波和杂散；
图3示出包含适用于本发明第二实施例的发射机结构的通信单元；
图4示出本发明示范性实施例提供的发射机结构的示范性概述图；
图5示出本发明示例实施例提供的在第二信号路径上对bb和lo使用相反极性旋转的一种替代的发射机架构。
图6示出本发明示例实施例提供的使用一对dac和模拟bb相位旋转的又一替代的发射机架构。
图7示出本发明示例实施例提供的使用两对dac和数字bb相位旋转(在每个发射路径上具有可选的误差校正)的又一个可选的发射机架构。
图8示出根据本发明示例实施例提供的又一可选的发射机架构，其中可以选择性地重新配置切片发射机以执行谐波/杂散抑制或消除。
图9示出本发明示例实施例提供的突出施加到相应多个谐波或杂散的衰减的相位灵敏度的模拟图形示例。
图10示出根据本发明示例实施例提供的突出应用于相应多个谐波或杂散的衰减的振幅灵敏度的模拟图形示例。
图11示出根据本发明示例实施例提供的消除多个谐波或杂散的方法流程图。
具体实施方式
在说明书及所附的权利要求书当中使用了某些词汇来指称特定的组件。本领域技术人员应可理解，制造商可能会用不同的名词来称呼同样的组件。本说明书及所附的权利要求书并不以名称的差异来作为区分组件的方式，而是以组件在功能上的差异来作为区分的准则。在通篇说明书及所附的权利要求书当中所提及的「包含」是为一开放式的用语，故应解释成「包含但不限定于」。另外，「耦接」一词在此包含任何直接及间接的电气连接手段。
本发明实施例将根据具有至少两个匹配路径的直接转换正交发射机进行描述。虽然本发明大部分实施例是根据单端实施方式进行描述，如图4所示，可以理解的是，本发明此处所提供的概念可以同等的应用到任何差分或者双平衡实施方式。
因为虽然图1中每个模块的非线性是发射机设计的重要品质因数(figureofmerit，fom)，但重要的是整个发射机的非线性。所以，从这点上看当各正交信号被组合时，不想要的杂散，谐波以及cim产物应该被消除。
本发明实施例提供的技术方案是针对基带和lo都具有45°相位误差的两组正交(i/q)信号。本发明任一实施例都可以不使用√2倍的信号路径缩放。而且，由于两个(或者多个)正交路径中想要的信号被同相组合，所以不会导致发射信号的功率损失。
该发明提供的技术方案能应用到任何发射路径。而且，此处描述的杂散将被消除。虽然该结构可能不能消除所有杂散，但是根据需要可以进行相应设计以消除想要消除的杂散。说明书中描述的该混频器可以采用任何公知的混频器结构实现，包括有源或者无源混频器以及电压模式混频器或者电路模式混频器。
有益的是，使用本发明描述的一种或者多种发射机结构，无论发射路径谐波或者cim产物出现在发射路径中的哪里，被产生的或者重新产生的多个问题谐波以及cim产物都可以被消除。
参阅图3，其示出了本发明实施例提供的无线通信单元300的模块图。实际上，为了解释本发明的目的，此处以无线签约通信单元(wirelesssubscribercommunicationunit)来描述无线通信单元，该无线签约通信单元在一些实施例中可以为手机。
无线通信单元300包含天线装置302，用于辐射信号和/或接收传输，天线装置302与天线开关或者复用器304耦接，该天线开关或者复用器304在无线通信单元300的接收链路和发射链路之间提供隔离。
一个或者多个接收链路包括接收器前端电路306(有效的提供接收，滤波，调解(intermediate)或者基带频率转换)。该接收器前端电路306与信号处理模块308(通常可以采用数字信号处理器(digitalsignalprocessor，dsp)耦接。本领域技术人员应当理解的是，接收器电路或者多个元件的集成水平会因实现方式而不同。
控制器314保持无线通信单元300的整体操作控制。控制器314与接收器前端电路306和信号处理模块308耦接。在一些实施例中，控制器314也耦接到缓冲模块317和存储器装置316，该存储器装置316选择性的存储操作规则(regime)，例如，与正交相位和幅度设置相关的信息等等，其中，该正交相位和幅度设置的信息将被应用到发射机中的元件，以抑制谐波杂散和cim产物。定时器318可操作的耦接到控制器314，用于控制无线通信单元300中的操作时序，例如与时间相关的信号的发射和接收。
发射路径包括发射/调制电路322和耦接到天线装置302的功率放大器324，其中，天线装置302可以包括一天线阵列或者多个天线。发射/调制电路322和功率放大器324可操作的响应于控制器314的控制。在一些实施例中，信号处理模块308和/或控制器314可以从一个或多个输入装置或者感测模块320接收输入。
频率产生电路328可操作的耦接到接收器前端电路306和发射机/调制电路322，在本发明实施例中，频率产生电路328用于提供各种相位的正交本地振荡信号329给发射机/调制电路322。在本发明实施例中，发射路径是正交发射机，该正交发射机包括匹配的第一发射路径和第二发射路径。每个发射路径包括：用于接收相应的第一组或者第二组正交基带信号340的至少一个输入。频率产生电路328包括：至少一个本地振荡器lo327，用于产生相应的第一或者第二组正交lo信号329；至少一个混频器321，与至少一个正交基带输入耦接，且用于将多组正交基带信号340与对应的第一或者第二组正交lo信号329相乘以产生相应的输出射频rf信号350。组合器用于将第一发射路径和第二发射路径的输出射频信号组合，且该组合器可以放置在发射机/调制电路322中，或者放置在支持功率放大器324的模块中，或者在发射机/调制电路322和支持功率放大器321的模块之间。根据本发明实施例，第一组正交基带信号是第二组正交基带信号的45°相位偏移版本；以及第一组正交lo信号是第二组正交lo信号的反向45°相位偏移版本。
在本发明实施例中，可以通过将谐波或者cim产物与相应的不同相的谐波或者cim产物组合来消除该谐波和cim产物。正如本领域技术人员所了解的，例如，在使用混频器的情景中，谐波在每一个混频器路径中产生，并且由于各路径中bb的相位和lo的相位不同，所以各路径中的谐波可能具有不同的相位。最后，当在所有路径的信号在组合器上相加时，最后谐波消除这个总概念产生。在求和这点上，如果所有不想要的谐波求和结果为0(即相位关系消除了谐波)，能使得谐波消除。
根据本发明实施例，第一组正交基带输入信号被配置为第二组正交基带输入信号的45°相位偏移版本，以及第一组正交lo信号被配置为第二组正交基带信号的反向45°相位偏移版本，使得第一发射路径输出的rf信号和第二发射路径输出的rf信号组合时，相应的不想要的谐波或者cim产物中的每一个基本上被消除。
清楚的是，在无线通信单元300中许多元件以分离的方式实现，或者以集成元件方式实现，该集成元件方式具有基于特定应用或者设计的基本结构。
参阅图4，本发明实施例提供一种发射机结构400。应当理解的是，在一些实施例中，图4中的两个发射路径可以包括传统的正交发射机的一部分，但都可以通过两个发射路径之间的相位偏移来选择性的控制谐波分量。
发射机结构400采用在lo上具有45度(例如，π/4)偏移，在基带信号(或者)上具有-45度(例如，-π/4)偏移，反之亦然(正如后续图5所示)。在本发明实施例中，cim3，cim5以及将在后续功率放大器pa阶段再生cim产物的第三级谐波被消除。
发射机结构400具有第一正交(i/q)基带输入信号431。第一正交(i/q)基带输入信号431包括输入到第一正交混频器434(即上混频器(up-mixer))的第一正交信号
根据本发明实施例，发射机结构400进一步包括第二正交(i/q)基带输入信号432，该第二正交(i/q)基带输入信号432包括第三正交信号
第二正交i/q基带输入信号432被输入到各自的第三正交混频器436和第四正交混频器437。根据本发明实施例，第三正交混频器436接收第三正交信号
因此，在第一发射路径tx1(如上述第一正交发射路径)和第二发射路径tx2(如上述第二正交发射路径)上的信号在求和点451处相加，其中，求和点451可以为一加法器。
在一些可选实施例中，正交发射机可以进一步包括匹配的射频放大器电路，该匹配的射频放大器电路包括至少两组匹配的射频rf放大器456，每一组匹配的射频rf放大器456连接到相应的第一发射路径或者第二发射路径。在一些可选实施例中，正交发射机可以进一步包括匹配的滤波电路，该滤波电路包括至少两组匹配的滤波器444(其可以为基带滤波器)，每一组匹配的滤波器连接到相应的第一发射路径或者第二发射路径。在一些可选实施例中，正交发射机可以进一步包括匹配的射频放大器电路，该匹配的射频放大器电路包括一组匹配的射频放大器466，每一个匹配的射频放大器466位于每一组发射路径正交信号被组合之后(如，第一发射路径中的射频放大器466位于加法器454之后，第二发射路径中的射频放大器466位于加法器455之后)，以及两个发射路径在求和点451被组合之前。
在本发明所描述的各种结构中，每一个发射机功能的非线性可以被如下建模。参考图4以及如下公式，vi表示模拟正交基带(analogquadraturebaseband，abb)输入处的正交基带信号，vabb表示在基带滤波器444之后的正交基带信号，vmix表示混频器434,435,436或者437的输出信号，vpad表示在放大器466的输出处的rf信号。
其中，∑αncos(nωt)+∑βnsin(nωt)为lo波形的傅立叶级数；a0,a1,a2,a3,b0,b1,b2,b3,c0,c1,c2,c3为泰勒(taylor)级数。
值得注意的是，在前面的建模中，使用了泰勒(taylor)级数来建模非线性。如果需要考虑存储效应，可以使用其他技术例如伏尔特拉(volterra)级数来代替。然而，为了此处讨论方便，存储效应不会引起重要差异。此处为了简化，在讨论中使用泰勒(taylor)级数。正如本领域技术人员所理解的，lo波形也可以使用傅立叶(fourier)级数建模。
从以上建模可以看出，每个单谐波分量具有多个贡献分量(contributor)。例如，如果采用在频率ωlo-3ωbb上的cim3，需要注意的是，在它的多个产生机制中，它可以由abb的第三阶非线性与lo基本音调混频而生成。相似的，cim3可以由abb的第二阶非线性与lo第二阶谐波混频而生成，然后通过pa驱动器(pad)第二阶非线性与想要的信号混频。由于可以采用很多机制来产生cim3，所以在此处介绍完成每一单一机制并且为每一个机制发现消除方法是不切实际的。换句话说，为了抑制cim3或者其他谐波分量，一起修复所有可能机制的方法是比较有益的。
信号路径的一个相关属性是如果相位偏移
本发明引入了附加的相同信号路径，两个相同信号路径的输出处被以电压方式或者电流方式相加。伴随在相同路径的lo和输入处abb上引入的一校正相位偏移，如果原始信号路径和第二信号路径基本匹配，在一个路径与另一个路径相比完全不同相的那些谐波能够被消除。
在此处，在各种示出的结构中，本发明提出在第二信号路径上，在lo上具有π/4的相位偏移以及在abb输入上具有-π/4的相位偏移。使用这些相位偏移，容易得到，对于cim3，在第二路径输出上的相位偏移是π/4–(-π/4)*3＝π。相似的，对于cim5产物(在ωlo+5ωbb处的谐波杂散)，在第二路径输出上的相位偏移是π/4+(-π/4)*5＝-π。由于这些相位偏移与第一路径相比，确实不同相，所以cim3和cim5在从两个匹配的发射路径的输出之后相加而被消除。
当cim3/cim5产物被消除，在第二路径上想要的信号(ωlo+ωbb)具有相位偏移π/4+(-π/4)＝0，其意味着在两个发射路径上想要的信号是同相的。所以，当两个发射路径的输出信号被相加时，对想要的信号没有功率损失，这是非常有利的。
在消除路径上，理想情况下不包括pa。本发明想抑制一些谐波，这些谐波本身不在cim3/cim5频率处，但是如果没有早点处理的话，由于pa的非线性使得这些谐波将在pa输出处产生cim3/cim5。在这些谐波之中，公知的主要的谐波是产生cim3的位于3ωlo-ωbb上的谐波和产生cim5的位于3ωlo+7ωbb上的谐波。这些音调(tone)也可以与前面描述的cim3/cim5消除的方式采用相似的方式被消除。对在第二发射路径中的音调3ωlo-ωbb的相位偏移是(π/4)*3-(-π/4)＝π，其与第一发射路径相比不同相。相似的，对在第二发射路径中的音调3ωlo+7ωbb的相位偏移是(π/4)*3+(-π/4)*7＝-π。所以，不想要的分量可以被消除。
所以，此处描述技术方案的及时基本上消除了发射路径输出的cim3和cim5产物，且没有牺牲掉功率效率。有益的是，此处所描述的技术方案基本上抑制了在pa输出处再次产生的谐波杂散。以这种方式，所提供的解决方法基本上为整个发射机系统消除了cim3,cim5和第三阶谐波产物，无论不想要的信号是否在早期被产生，他们最后都可以被消除。
所以，例如在图4的结构中(以及后续描述的其他结构中)，可以看出cim3和cim5产物的谐波抑制以及谐波杂散(谐波杂散随后可以导致cim3或者cim5产物的再生)的抑制能够在该电路中实现。
图5本发明实施例提出的另一种发射机结构的总体示意图，其在第二信号路径上对bb和lo使用相反的极性旋转。
发射机结构500在lo上使用了-45度(例如-π/4)的相位偏移，以及在基带(bb)上使用了+45度(例如+π/4)的相位偏移。在本发明实施例中，cim3，cim5和第三阶谐波被消除，如果第三阶谐波没有被抑制，则第三阶谐波能在后续发射链路阶段再生cim产物和进一步的谐波。所以，与传统的正交(iq)发射机相比，本发明实施例提出了在bb(即基带输入信号)上进行+45度相位偏移和在lo上进行-45相位偏移这个创新的思想。
发射机结构500包括第一正交(i/q)基带输入信号531。第一正交(i/q)基带输入信号531包括输入到第一正交混频器534(即上混频器)的第一正交信号
根据本发明实施例，发射机结构500进一步包括第二正交(i/q)基带输入信号532，该第二正交(i/q)基带输入信号532包括第三正交信号
第二正交(i/q)基带输入信号532被输入到相应的第三正交混频器536和第四正交混频器537。根据本发明实施例，第三正交混频器536接收第三正交信号
所以，在第一传输路径tx1和第二传输路径tx2上的信号在求和点551处相加。在一些实施例中，正交发射机可以包括匹配的射频放大器电路，该射频放大器电路包括至少两组匹配的射频rf放大器556，每一组匹配的射频rf放大器556连接到相应的第一发射路径或者第二发射路径。在一些可选实施例中，正交发射机可以进一步包括匹配的滤波电路，该滤波电路包括至少两组匹配的滤波器544，每一组匹配的滤波器连接到相应的第一发射路径或者第二发射路径。在一些可选实施例中，正交发射机可以进一步包括匹配的射频放大器电路，该匹配的射频放大器电路包括一组匹配的射频放大器566，每一个匹配的射频放大器566位于每一组发射路径正交信号被组合之后(如，第一发射路径中的射频放大器566位于加法器554之后，第二发射路径中的射频放大器566位于加法器555之后)，以及两个发射路径在求和点551被组合之前。
图6是本发明实施例提出的另一种发射机结构600的总体示意图，该发射机结构使用一对dac和模拟正交基带相位旋转。在该实施例中，在本发明实施例中，cim3，cim5和第三阶谐波被消除，如果第三阶谐波没有被抑制，则第三阶谐波能在后续发射链路阶段再生cim产物和进一步的谐波。而且，发射机结构600在lo上使用了-45度(例如-π/4)偏移，以及在基带(bb)上使用了+45度(例如π/4)偏移。在该实施例中，相位旋转的方式不是特定的，本领域技术人员应当理解的是bb和lo分别使用了相反的45度相位旋转。
发射机结构600包括第一正交(i/q)基带输入信号631。第一正交(i/q)基带输入信号631在数字域在误差校正电路620中被校正误差，然后被一对模数转换器(digital-to-analogconverter，dac)680转换到模拟域。所以，本质上在该实施例中，误差校正电路620对实施有两个路径的复合发射系统中的单i/q基带输入信号进行校正，可以用于校正i路径与q路径之间的正交信号的非理想因素。在该实施例中，第一模拟i/q基带信号631然后被输入到基带45度相位旋转电路690(简称45度相位旋转电路)，45度相位旋转电路690给予输入信号45度相位旋转，以产生第二模拟i/q基带输入信号632。与图4和图5所示方式相似，第一模拟i/q基带输入信号631被输入到第一正交混频器634和635(即上混频器),第一正交混频器634利用第一正交lo信号671对第一模拟i/q基带输入信号631中的第一正交信号进行上转换，第二正交混频器635利用第二正交lo信号672对第一模拟i/q基带输入信号631中的第二正交信号进行上转换。在第一正交lo信号671和第二正交lo信号672之间具有90度相位偏移。每一个混频器634和635上转换后的rf信号在第一正交发射路径中的654处被相加，其中654可以为加法器。
根据本发明实施例，第二模拟i/q基带输入信号632包括第三正交信号，该第三正交信号是第一模拟i/q基带输入信号631的第一正交信号的45度相位偏移版本。第二模拟i/q基带输入信号632也包括第四正交信号，该第四正交信号是第一模拟i/q基带输入信号631的第二正交信号的45度相位偏移版本。
第二模拟i/q基带输入信号632被输入到相应的第三正交混频器636和第四正交混频器637。在该实施例中，第三正交混频器636接收第三正交信号和第三lo信号673，相比于第一正交lo信号671施加到第一正交信号的相位偏移，第三正交混频器636施加反向45度相位偏移到第三正交信号。以这种方式，第三正交信号被第三正交lo信号673上转换到rf信号。根据本发明实施例，第四正交混频器637接收第四正交信号和第四正交lo信号674，相比于第二正交lo信号672施加到第二正交信号的相位偏移，第四正交混频器637多施加反向45度相位偏移到第四正交信号。采用这种方式，第四正交信号被第四正交lo信号674上转换到rf信号。每一个混频器636和637上转换后的rf信号在第二正交发射路径中的655处被相加，其中，655可以是加法器。
所以，在第一传输路径tx1和第二传输路径tx2上的信号在求和点651处相加，其中求和点651可以是加法器。在一些实施例中，正交发射机可以包括匹配的射频放大器电路，该射频放大器电路包括至少两组匹配的射频rf放大器656，每一组匹配的射频rf放大器656连接到相应的第一发射路径或者第二发射路径。在一些可选实施例中，正交发射机可以进一步包括匹配的滤波电路，该匹配的滤波电路包括至少两组匹配的滤波器644，每一组匹配的滤波器连接到相应的第一发射路径或者第二发射路径。在一些可选实施例中，正交发射机可以进一步包括匹配的射频放大器电路，该匹配的射频放大器电路包括一组匹配的射频放大器666，每一个匹配的射频放大器666位于每一组发射路径正交信号被组合之后(如，第一发射路径中的射频放大器666位于加法器654之后，第二发射路径中的射频放大器666位于加法器655之后)，以及两个发射路径在求和点651被组合之前。
可以看出，该实施例可以抑制cim3和cim5产物，以及第三阶谐波杂散。在一些实施例中，如果使用单组dac，相位旋转就在模拟域中执行，虽然模拟域中引进了额外的噪声以及降低了snr，然而使用单组dac可以减少成本。在一些应用中，这个折中是有益的。
图7是本发明实施例提供的又一种发射机结构700的总体示意图，该发射机结构700包括两对dac和数字基带相位旋转(在每一个发射路径上具有可选的误差校正)。在示例性实施例中，再次有利的消除cim3和cim5，以及第三阶谐波，如果第三阶谐波没有抑制被的话，第三阶谐波在后续的发射链路阶段会再生cim产物和更多谐波。发射机架构700在lo处采用45度(π/4)相移，在基带(bb)处采用反向45度(-π/4)相移。在该示例中，没有指定相位旋转的方向，因为可以理解的是，bb和lo分别应用相反的45度相位旋转。
发射机架构700包括第一正交(i/q)基带输入信号731。在该示例中，第一和第二i/q基带输入信号731,732可以在误差校正电路720中经受数字域中的第一批误差校正，该批的误差校正是可选的。因此，本质上，在该示例中，误差校正电路720在相位旋转之前将校正应用于由两个路径实现的复合发射系统的单个正交基带输入信号。
然后，第一批误差校正后的第一i/q基带输入信号被分离，生成第一数字i/q基带输入信号和第二数字i/q基带输入信号。第一和第二数字i/q基带输入信号被路由到分别位于第一和第二发射路径中的两个分离的第二误差校正电路722,第三误差校正电路724。在第一发射路径中，在经过在数字域中由第二误差校正电路722进行第二批错误校正之后，第一正交(i/q)基带输入信号731被一对数字模转换器(dac)780转换到模拟域。与图4和图5的方式相同，第一模拟i/q基带输入信号731被输入到第一正交混频器734,735(即上混频器)，第一正交混频器734,735响应于相应的正交本地振荡器(lo)信号(即第一正交lo信号771和第二正交lo信号772)对第一i/q基带信号731进行上转换。在第一正交lo信号771和第二正交lo信号772之间存在90度相移。来自混频器734和735的每个上转换之后的rf信号在第一正交发射路径中的754处相加，该754可以是加法器。
在这个实施例中，在误差校正电路720在数字域中的第一次误差校正之后，(用于复合发射系统的)单个，公共，数字i/q基带输入信号被输入到数字的基带45度相位旋转电路790，45度相位旋转电路790向输入信号施加反向45度相位旋转以产生第二数字i/q基带输入信号。此后，第二数字i/q基带输入信号被输入到第三误差校正电路724，并在dac780中被转换为模拟形式，以为第二发射路径产生第二模拟i/q基带输入信号732。
根据本发明的示例实施例，第二模拟i/q基带输入信号732包括第三正交信号，其是第一模拟i/q基带输入信号731的第一正交信号的反向45度相移版本。第二模拟i/q基带输入信号732还包括第四正交信号，其是第一模拟i/q基带输入信号731的第二正交信号的反向45度相移版本。
在一些示例中，使用分离的误差校正电路722,724的配置可以用于校正第一和第二发射路径中的不同缺陷，以及第一和第二发射路径之间的任何失配。这确保了第一和第二发射路径基本上匹配，以便实现cim3/cim5以及第3阶谐波产物的最佳消除。在复合系统的公共单个基带输入处的误差校正电路720可以用于进一步的校正以改善复合系统的信号质量。在一个示例中，误差校正电路722,724可以校正第一和第二发射路径中的增益和相位误差，而公共的误差校正电路720可以校正复合系统的信道响应(例如不对称和纹波)。
在第二发射路径中，在经受数字域中第三误差校正电路724进行的第二批误差校正之后，第二正交(i/q)基带输入信号732被数字至模拟转换器(dac)780转换到模拟域。
第二正交(i/q)基带输入信号被输入到相应的第三正交混频器736以及第四正交混频器737。根据本发明实施例，第三正交混频器736接收第三正交信号和第三正交lo信号773，相比于第一正交lo信号771施加到第一正交信号上的相位偏移，该第三正交lo信号773在第三正交信号上施加45度相位偏移。以这种方式，第三正交信号由第三正交lo773上转换到射频(rf)信号。根据本发明的示例实施例，第四正交混频器737接收第四正交信号和第四正交lo信号774，其与由第二正交lo信号772施加到第二正交信号的相位偏移相比，对第四正交信号多施加45度相位偏移。以这种方式，第四正交信号被第四正交lo信号774上转换到射频(rf)信号。在第二正交发射路径中在755处对来自混频器736和737的每个上转换之后的rf信号求和，其中755可以是加法器。
此后，在求和点751处对第一和第二发射路径上的信号求和。在一些可选的示例中，正交发射机还可以包括匹配的射频放大器电路，其包括至少两组匹配的射频rf放大器756，每组匹配的rf放大器连接到相应的第一发射路径或第二发射路径。在一些可选的示例中，正交发射机还可以包括匹配滤波器电路，其包括至少两组匹配的滤波器744，每组匹配的滤波器连接到相应的第一发射路径或第二发射路径。在一些可选的示例中，正交发射机还可以包括匹配的射频放大器电路，该匹配的射频放大器电路射频rf放大器766，该射频rf放大器位于每一组发射路径正交信号被组合之后(如，第一发射路径中的射频放大器766位于加法器754之后，第二发射路径中的射频放大器766位于加法器755之后)，以及两个发射路径在求和点751被组合之前。
可以看出本发明可以实现cim3和cim5产物的抑制以及三次谐波杂散的抑制。在一些示例中，当使用单独的dac并且采用数字相位旋转，并且误差校正电路被分离使得每个路径至少有一个误差校正电路时，发射系统的信噪比(snr)可以更好，或者，对dac的噪声规范放宽是有利的。
图8示出了根据本发明的示例实施例的又一替代实施例的示例概述，其中可以选择性地重新配置切片发射机架构800以执行谐波/杂散抑制或消除。在该示例中，图8引入了两个附加的新特性，即切片和重新配置，其中每一个可以在一些分离的示例性架构中使用，或者在使用两个特性的架构中独立的使用。
在该实施例中，在多个切片中的每一个上实现一些基带电路和rf电路的大部分。值得注意的是，多个切片包括第一发射路径切片892和多个第二发射路径切片894，其中来自第一发射路径切片892和第二发射路径切片894的多个输出在求和点851处组合形成输出rf信号850。
配置切片发射机架构800使得在每个发射路径中可以选择性地启用一个或者多个相应发射机切片。在该说明性示例中，每个相应的发射机切片892，894包括匹配滤波器842，正交上混频器级834，835，836，837，匹配放大器866和正交组合器854，855。
在示例性的切片发射机架构800中，示出了又一替代发射机架构，其在lo处使用45度(π/4)相位偏移和在正交基带(bb)处使用反向45度(-π/4)相位偏移。在该示例中，没有指定相位旋转的方向，本领域技术人员可以理解，bb和lo分别应用相反的45度相位旋转。
发射机架构800包括第一正交(i/q)基带输入信号831。在该示例中，第一i/q基带输入信号831然后被输入到基带45度相位旋转电路890(简称45度相位旋转电路)，该45度相位旋转电路890施加反向45度相位旋转到输入信号以产生第二i/q基带输入信号832。与图4和图5的方式相同，第一i/q基带输入信号831被输入到每个第一发射机切片892中的第一正交上混频器834,835，第一正交上混频器834,835响应于相应的正交lo信号对第一i/q基带输入信号831进行上转换。在由多相本地振荡信号产生电路870提供的第一正交lo信号871和第二正交lo信号872之间存在90度相位偏移。来自混频器834和835的每个上转换后的rf信号在第一正交发射路径中的854处被求和。
根据本发明的示例实施例，(相位偏移的)第二正交(i/q)基带输入信号832包括第三正交信号，其是第一i/q基带输入信号831的第一正交信号的反向45度相移版本。第二i/q基带输入信号832还包括第四正交信号，其是第一i/q基带输入信号831的第二正交信号的反向45度相移版本。
第二i/q基带输入信号832被输入到相应的第三正交混频器836和第四正交混频器837。根据本发明的示例实施例，第三正交混频器836接收第三正交信号和第三正交lo信号873，与由第一正交lo信号871施加到第一正交信号的相移相比，第三正交lo信号873对第三正交信号施加45度相移。
以这种方式，第三正交信号由第三正交lo信号873上转换到射频(rf)信号。根据本发明的示例实施例，第四正交混频器837接收第四正交信号以及第四正交lo信号874，与由第二正交lo信号872施加到第二正交信号的相位偏移相比，第四正交lo信号874对第四正交信号多施加45度相位偏移。以这种方式，第四正交信号被第四正交lo信号874上转换为射频(rf)信号。来自混频器836和837的每个上转换会后的rf信号在第一正交发射机路径中的855处被求和，其中855可以为加法器。
此后，在求和点851处对在一个或多个切片中选择的第一和第二发射路径上的发射信号求和。在一些可选的示例中，正交发射机还可以包括匹配的射频放大器电路，该射频放大器电路包括两组匹配的射频rf放大器(例如rf放大器866)，每组匹配的rf放大器连接到相应的第一发射机路径或第二发射机路径。在一些可选的示例中，正交发射机还可以包括每个切片上的匹配的滤波器电路842，其包括至少一组匹配的滤波器，每组匹配的滤波器电路位于相应的第一发射机路径或第二发射机路径上。在一些可选的示例中，正交发射机还可以包括匹配的射频放大器电路，其包括一组匹配的射频rf放大器866，该匹配的射频rf放大器866位于每个切片上每个发射路径上正交信号被组合之前或者之后，并且位于两个发射路径在求和点851处组合之前。
根据图8的切片发射机架构，在一个示例中，切片架构可以受益于控制器814能够在某个切片路径和某个相位旋转选项不需要的时候，打开/关闭相应切片路径和相应相位旋转选项。通过关闭基带的45度相移旋转电路890和使用由多相位本地振荡器信号产生电路870给予的45度相移旋转，可以选择性地重新配置发射机以作为传统的发射机。具体的，控制器814可以关闭基带的45度相移旋转电路890，控制第一对开关846接通使得第一正交(i/q)基带输入信号831输入到第二发射路径，并控制第二对开关使得第一正交lo信号871和第二正交lo信号872分别输入到第三正交混频器836和第四正交混频器837，以重新配置发射机为传统的发射机。
在一些实施例中，认识到杂散发射是具有确定性的，所以控制器814可以被布置为基于已知频带信息来开启/关闭杂散消除的功能。
可以看出，本发明可以实现cim3和cim5产品的谐波抑制以及第三级谐波杂散的抑制。表1示出了与ingels的已知技术相比，由本文所述的示例性实施例提供的改进。
表1
其中，bb相位中的4表示需要bb具有4个相位；lo相位中的4表示本发明中需要lo具有4个相位；lo相位中的2表示现有技术中需要lo具有2个相位。
在一些示例中，由于可以启用/禁用相应的切片，所以切片的使用降低了总功耗并提供了较好的灵活性和可编程性。在一些应用中，对于器件使用的数量(由于多个切片)的权衡折中对正交发射机来说是有利的。
虽然图8仅针对混频器和可编程增益放大器再配置进行示出，但是本领域技术人员可以理解的是，在其他示例中，这些切片可以被扩展为包括多组dac，并且在一些示例中这些切片还包括模拟正交基带分量。
图9示出根据本发明的示例实施例的相位灵敏度的模拟的图形示例900，其突出了对相应的多个谐波或杂散可以实现的衰减。x轴910示出了相对于第一发射路径的正交基带输入和lo输入，施加到第二发射路径的正交基带输入和lo输入(反向偏移)的相位偏移。y轴905示出相对于想要的输出信号，发射机系统的输出处不想要的cim3，cim5和三次谐波杂散的水平，以db为单位示出。由于在第一发射路径和第二发射路径之间具有零度的相对相移，系统基本上恢复到传统的正交发射机。因此，图9的右手侧上的在零度上的点可以被解释为传统发射架构的性能。如在先前的描述中的几个示例实施例所详细描述的，图9清楚地表明，对于45度的相对相移，对cim3，cim5和第三次谐波产物获得显著的抑制。例如，由线922表示的cim3产物对于没有相移的传统发射架构示出性能-50dbc，但是当应用45度相移时改进了40db至-90dbc。类似地，当应用45度相移时，cim5产物932，(3fo-fbb)产物912和(3fo+7fbb)产物942都衰减35-40db。此外，图9突出显示了杂散消除不需要非常高的相位精度，并且即使具有大的+/-5度相位误差，对于所有四个杂散也可以实现大约20db的消除。
如图所示，如果理想上两个发射路径匹配，则对于恰好45度的相移，杂散和谐波消除在数学上是理想的。然而，在实际中，因为两个发射路径将总是具有一些失配，并且实际上45度相位旋转也可能具有一些误差，所以完全消除是不能实现的。图9示出了可实现的杂散消除对相位旋转中误差的灵敏度。虽然对于理想的45度相移实现了最佳消除，但是已经发现，在+/-1度误差的情况下，系统仍然实现非常好的消除(在最佳值的几个db内)。即使具有+/-5度的相移误差，可以看出系统为cim3，cim5和第三阶谐波提供了大约20db的良好的有意义的杂散消除。因此，本发明的示例以及权利要求书针对于相移基本上为45度+/-5度的任何系统，其允许元件的公差，匹配路径差异和相关联的误差。
图10示出根据本发明的示例实施例的幅度灵敏度的模拟图形示例1000，其突出了对相应的多个谐波或杂散可以实现的衰减。图10示出四个杂散1012,1022,1032,1042在y轴1005上相对归一化的杂散水平。在该例子中，x轴1010表示在第一发射路径和第二发射路径之间的增益不匹配。图10清楚的示出当第一发射路径和第二发射路径之间的增益基本匹配时，多个谐波或杂散可以得到很好的消除。图10突出了本发明在不具有很高的增益准确性的情况下也可以获得很好的杂散抑制，即使在第一和第二发射路径间具有较大的+/-2db增益不匹配，该杂散消除仅仅被降低10-15db。
参与图11，图11示出了本发明实施例提供的抑制，消除，拒绝多个谐波或者杂散的示例性方法流程图1100。该方法流程1100可以用于包括匹配的第一发射路径和第二发射路径的发射机。该方法包括：步骤1102，在第一发射路径上接收第一组正交信号。步骤1104，在第二发射路径上接收第二组正交信号。其中，第一组正交信号是第二组正交信号的±45°相位偏移版本。步骤1106，产生相应的第一组和第二组正交lo信号，以及第一组正交lo信号是第二组正交lo信号的反向±45°相位偏移版本。在一些可选实施例中，可以执行步骤1108，例如图8中所描述的，确定是否需要进行杂散抑制，例如该确定步骤可以由杂散发射电路(spuriousemissioncircuit)执行。
如果在步骤1108确定为不需要杂散抑制，在步骤1114中，控制器确定不关闭第二发射路径，但是对第二发射路径进行重配置使得第二发射路径与第一发射路径使用相同的基带和lo相位，或者在步骤1114中仅使用第一发射路径。然而，如果在步骤1108确定为需要杂散抑制，该方法进一步包括：步骤1110，将第一和第二组正交信号与相应的第一或者第二组正交lo信号相乘，以产生相应的输出射频rf信号。然后，在步骤1112，组合第一发射路径和第二发射路径的多个输出组合以产生输出射频信号。
可以理解的是前面提及的发明概念可以被半导体厂商应用到任何包括基带和/或射频元件或者电路的射频发射机模块，其中，该基带和/或射频元件或者电路支持正交信号。本领域技术人员可以进一步理解，例如，半导体厂商可以在独立的射频发射机模块或者专用集成电路(application-specificintegratedcircuit，asic)使用本发明概念，或者在任何其他子系统部分中使用本发明的概念。
本领域技术人员可以理解的是此处描述的发明概念可以体现在任何类型的无线通信单元中，例如在移动通信，雷达应用和/或军用，民用和陆地上的移动无线电应用中的通信单元，此处仅举出几个潜在的应用，本发明不限于此。在一些实施例中，裸片可使用以下技术中的一者或多个来构造：互补金属氧化物半导体(cmos)，bicmos(其中bicmos是演进的半导体技术，其在单个集成电路器件中集成两个先前分离的半导体技术，即双极结型晶体管和cmos晶体管)或砷化镓(gaas)。
本领域技术人员可以理解的是，可以使用在不同功能单元之间(例如相对于集成电路的功能单元)的任何合适的功能分布，而不偏离本发明。因此，参考特定功能单元仅被视为参考用于提供所描述功能的一合适装置，而不是指示一绝对的逻辑或物理结构或组织。
虽然已经结合一些实施例描述了本发明，但是本发明并不旨在局限于本文所阐述的具体形式。相反，本发明的范围仅由所附权利要求限制。另外，尽管特征可能看起来是结合特定实施例描述的，但本领域技术人员可以理解的是，所描述的实施例的各种特征可根据本发明进行组合。在权利要求中，术语“包括”不排除其它元件或步骤的存在。
此外，虽然多个装置，元件或方法单独的列出，但是多个装置，元件或方法步骤可以通过例如单个单元或处理器来实现。另外，虽然各个特征可以包括在不同的权利要求中，但是这些可以有利地组合，并且包括在不同的权利要求中并不意味着特征的组合是不可行的。此外，在一个类别的权利要求中包括特征并不意味着对该类别的限制，而是表示该特征适当地同样适用于其他权利要求类别。
此外，权利要求中的特征的顺序不暗示必须执行特征的任何特定顺序，并且特别地，方法权利要求中的各个步骤的顺序并不意味着必须以该顺序执行步骤。相反，可以以任何合适的顺序执行步骤。另外，单数引用不排除多个。因此，对“一”，“一个”，“第一”，“第二”等的引用不排除多个。
因此，已经描述了用于减少或消除谐波杂散(包括cim产物)的改进的发射机和方法，已经基本上减轻了现有技术布置的上述缺点。
虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，因此本发明的保护范围当以所附权利要求为准。
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