收发器校准电路的制作方法

通过采用新标准，硬件改进和更复杂的网络管理，移动通信设备已经为高效的无线传输做出了重大努力。结果，降低这种系统的成本，尺寸和功耗的压力不断增加。另一方面，现代集成收发器对性能的要求非常高，以实现高调制订单，从而实现当今无线和移动应用所带来的高数据速率。在这方面，收发器需要提供非常好的噪声系数性能、线性度，匹配、iq(同相/正交)相位/增益平衡和射频(rf)本地振荡器(lo)相位噪声性能。

cmos技术的关键特征是与其他专业技术相比，实现数字功能的成本低，但模拟和rf性能差。因此，在cmos中使用数字功能来提高收发器性能是非常理想的，并且使得该技术能够在高数据速率无线通信系统中使用。

技术实现要素：

鉴于上述问题提出了本发明，并且本发明的目的是减少功率传输和信号传输之间的相互影响并且同时实现稳定的功率传输和信号传输。

为解决上述问题，本发明提供一种收发器校准电路，包括：传输电路，用于处理输入信号并产生包括调制到载波信号上的输入信号的输出信号；接收电路，被配置为接收包括调制到载波信号上的调制信号的调制信号，以输出从载波信号解调的信号，并且基于参考信号在校准信号中产生多个不同频率；开关，选择性地将传输电路耦合到接收电路；以及功率测量电路，被配置为测量包括所述多个分量的所述校准信号的功率。

在一个示例中，当传送本地振荡器信号被设置为第一频率并且接收本地振荡器信号被设置为小于第一频率的第二频率时，传送电路被耦合到接收电路和参考信号设置为零频率。

在一个示例中，电路包括设置为第一频率的传送本地振荡器信号和设置为小于第一频率的第二频率的接收本地振荡器信号，其中传送电路耦合至接收电路和参考信号被设置为大于传送和接收本地振荡器信号的频率之间的差的频率。

在一个示例中，接收电路包括信号生成器，该信号生成器被配置为生成接收参考信号，该接收参考信号与校准信号混合，其中校准信号的功率在与接收参考信号混合之后被测量，并且其中，接收电路包括滤波器。

在一个示例中，信号源是数字控制的振荡器。

在一个示例中，传送电路包括传送本地振荡器，其被配置为生成传送本地振荡器信号，传送混频器具有用于传送本地振荡器信号和输入信号的输入以及输出。

在一个示例中，接收电路包括信号生成器，其被配置为生成与校准信号混合的接收参考信号。

在一个示例中，开关选择性地将由传送混频器输出的混合信号耦合到接收混频器的输入之一。

附图说明

结合附图参考以下更详细的描述和权利要求，本发明的优点和特征将变得更好理解，其中相同的元件用相同的符号标识，并且其中：

图1是示意性地示出收发器校准电路的框图。

图2是示出图1的接收收发信机信号处理器(tsp)的结构的框图。

图3是示出图1的传送收发信机信号处理器(tsp)的结构的框图。

具体实施方式

根据其优选实施例来呈现实施本发明的最佳模式。然而，本发明不限于所描述的实施例，并且本领域技术人员将认识到，在不偏离本发明的基本概念的情况下，本发明的许多其他实施例是可能的，并且任何这种变通也将落入本发明的范围。可以想象，本发明的其他类型和构造可以容易地结合到本发明的教导中，并且为了清楚和公开的目的而不是为了范围的限制，仅示出和描述一个特定的构造。

本文中的术语“一个”不表示数量的限制，而是表示存在一个或多个所提及的项目。

图1是示意性地示出收发器校准电路的框图。第一步是使用以下设置和/或算法分析场景：使用数字n位双补码dc(在本例中为12位)驱动txtsp，即txi＝011111111111＝+最大12位字txq＝10000000000＝-max12位字这可以通过内部测试选项完成，因此不需要使用数字iq接口连接到基带处理器。旁路iq增益校正，iq相位校正和txdc校正txtsp模块。保持inverse正弦滤波器运行。调谐txlpf(低通滤波器)通带/阻带以能够过滤dac图像，这是dac的零保持效应的结果。将tx合成器调谐到频率ftxlo。

调谐rx合成器使frxlo从ftxlo偏移几mhz并保持ftxlo>frxlo。设置txpad增益不会使rx混音器过载。关闭rf环回开关14.关闭rxlna2(可选)。设置rxvga1(可变增益放大器1)(rxtia跨阻放大器)和rxvga2(rxpga-可编程增益放大器)增益不会使adc(模数转换器)过载。尽可能打开rxlpf(低通带)通带，以清楚地看到在此设置中生成的所有音调。旁路iq增益校正，iq相位校正和rx直流校正rxtsp模块。绕过抽取滤波器查看整个设置生成的所有音调。将rxnco16频率设置为0。将txnco15设置为ftxnco，其中f.sub.txlo-f.sub.rxlo>fxxco。

上述测试设置使用最小滤波来清楚地显示将被取消或校准的不想要的音调。图1的光谱。音调及其存在的原因如下：(1)txdc和txlo泄漏。它由frxlo下变频，因此它出现在f.sub.txlo-frxlo。(2)的基带频率上。这是所需的tx边带。通过txnco频率ftxnco抵消txlo泄漏。(3)txiq不平衡导致的不需要的tx边带。(4)rx直流偏移和rxlo泄漏出现在dc。(3a)由组件(3)引起的rx无用边带，(1a)由组件(1)引起的rx无用边带，(2a)由组件(2)引起的rx无用边带。

注意负频率处的所有音调都是rxiq不平衡的结果。

图2是示出图1的接收收发信机信号处理器(tsp)的结构的框图。图1。

图3是示出图1的传送收发信机信号处理器(tsp)的结构的框图。

图2和图3示出了示例2的一个完整的rx(接收)链和一个tx(传输)链。2个mimo收发器将用于算法说明。其他tx/rx链的校准时间为n次。mmimo收发器完全相同，为了清楚起见，此处不再赘述。此外，只有一个低噪声放大器(lna)处于活动状态，并将用于校准rx直流偏移和rx本地振荡器(lo)泄漏。通过开关14从tx链路的输出到rx链路的输入(后lna)的rf环回将在校准期间被使用，因此只有一个txpad(tx功率放大器驱动器)和相应的开关被留下以构建tx到rxrf环回。在使用射频环回选项时，所有测试信号都由片上数字模块(nco和数字滤波器)生成，关键测量模块是数字接收信号强度指示器(rssi)，它实际上测量接收信号功率。校准过程不需要外部测试设备。

rxtsp侧，在校准期间，所有通用fir(有限脉冲响应)滤波器被旁路/断电以及数字agc(自适应增益控制)模块。由于需要上传大量的系数，所以fir滤波器需要更长的配置时间。因此，如下所述，使用具有固定系数的抽选滤波器的原因在于，如果需要，只需要改变抽选比以改变其通带特性。同样，txtsp模块同样适用，并且txtsp模块内不需要任何数字滤波，因此通用fir滤波器以及内插滤波器均被旁路/关断。

在该实施例中，测试信号由片上nco(数字控制的振荡器)，耦合到tx链的输入的txnco15和耦合到rx链的输出的rxnco16产生。唯一需要的测量是通过数字rssi完成的。考虑到基带和片上微控制器都可以控制nco并读取rssi，这意味着两个电路都可以执行校准过程。当然，建议将其分配给片上微控制器单元(mcu)20以节省基带处理器的时间和处理能力以处理其他任务。

数字rssi块17具有嵌入平均滤波器，其中平均窗口是可编程的。在本例中，最大平均窗口大小为1024个时钟周期。平均rssi输出可提高测量精度。在校准过程中，所有要求是在平均完成后读取rssi输出。

本发明提供了一种收发器校准电路，包括：传送电路，被配置为处理输入信号并且生成包括调制到载波信号上的输入信号的输出信号；接收电路，被配置为接收包括调制到载波信号上的调制信号的调制信号，以输出从载波信号解调的信号，并且基于参考信号在校准信号中产生多个不同频率；开关，选择性地将传输电路耦合到接收电路；以及功率测量电路，被配置为测量包括所述多个分量的所述校准信号的功率。

在一个示例中，当传送本地振荡器信号被设置为第一频率并且接收本地振荡器信号被设置为小于第一频率的第二频率时，传送电路被耦合到接收电路和参考信号设置为零频率。

在一个示例中，电路包括设置为第一频率的传送本地振荡器信号和设置为小于第一频率的第二频率的接收本地振荡器信号，其中传送电路耦合至接收电路和参考信号被设置为大于传送和接收本地振荡器信号的频率之间的差的频率。

在一个示例中，接收电路包括信号生成器，该信号生成器被配置为生成接收参考信号，该接收参考信号与校准信号混合，其中校准信号的功率在与接收参考信号混合之后被测量，并且其中，接收电路包括滤波器。

在一个示例中，信号源是数字控制的振荡器。

在一个示例中，传送电路包括传送本地振荡器，传送本地振荡器被配置为生成传送本地振荡器信号，传送混频器具有用于传送本地振荡器信号和输入信号的输入以及输出。

在一个示例中，接收电路包括信号生成器，其被配置为生成与校准信号混合的接收参考信号。

在一个示例中，开关选择性地将由传送混频器输出的混合信号耦合到接收混频器的输入之一。

尽管已经描述了目前被认为是本发明的优选实施例的内容，但是应该理解，可以对其做出各种修改，并且所附权利要求旨在涵盖所有这些修改，例如秋季在本发明的真实精神和范围内。

已经出于说明和描述的目的呈现了本发明的特定实施例的前述描述。它们并非旨在穷举或将本发明和使用方法限制于所公开的精确形式。显然，根据上述教导，许多修改和变化是可能的。选择和描述实施例是为了最好地解释本发明的原理及其实际应用，并由此使本领域的其他技术人员能够最佳地利用本发明以及具有适合于预期的特定用途的各种修改的各种实施例。应该理解的是，在不背离本发明的权利要求的精神或范围的情况下，可以考虑各种等同物的省略或替代，因为情况可能暗示或提供权宜之计，但意在涵盖本申请或实施。