基于下一代无线波形FBMC-OQAM的信道估计方法及系统与流程

本发明涉及下一代移动通信技术领域，具体是涉及一种基于下一代无线波形fbmc-oqam的信道估计方法及系统。

背景技术：

在4g时代，无线物理层基础波形技术使用的是cp-ofdm(cyclicprefix-orthogonalfrequencydivisionmultiplexing，带循环前缀的正交频分复用)技术。但是，ofdm(orthogonalfrequencydivisionmultiplexing，正交频分复用)带来了很多不足之处。

例如：ofdm系统的滤波方式为矩形窗滤波，并且在信号中插入cp(cyclicprefix，循环前缀)，以对抗多径衰落，这带来了无线资源的浪费以及数据传输速度受损等缺陷。

此外，由于ofdm技术采用了方波作为基础波形，载波旁瓣较大，从而在各载波同步不能严格保证的情况下，使得相邻载波之间的干扰比较严重。

ofdm旁瓣的危害很多，主要有以下几个方面：

(1)较高的旁瓣会严重影响系统的频谱感知精度和效率，因为旁瓣能量过大，因此，当按传统的能量感知方法进行感知的时候，无法判断检测到信号到底是有用信号还是旁瓣，这会造成误判等一系列后果；

(2)一般而言，通信系统中发送的信号能量有限，较高的旁瓣会占去主要信号的能量，导致能量的消耗和浪费；

(3)ofdm信号旁瓣过大，会导致相邻子载波的保护间隔变长，这会降低系统的频谱利用率和用户密度；

(4)ofdm对载波频偏的敏感性较高，具有较高的峰均比；

(5)各子载波必须具有相同的带宽，各子载波之间必须保持同步，必须保持正交，这限制了频谱使用的灵活性。

在下一代无线通信系统中，由于支撑高数据速率的需要，将可能需要超过1ghz的频谱带宽。但在某些较低的频段，难以获得连续的宽带频谱资源，而在这些频段，某些无线传输系统，例如电视系统中，存在一些未被使用的频谱资源(空白频谱)。

但是，这些空白频谱的位置可能是不连续的，并且可用带宽也不一定相同，采用ofdm技术难以实现对这些可用频谱的使用。灵活有效的利用这些空白频谱，是下一代无线通信系统主要考虑的问题。

为了克服多径信道和高速宽带无线通信带来的频率选择性衰落，一个十分自然的想法就是在频域上划分成多个子带，使得每一个子信道上的频谱特性都近似平坦，同时使用多个相互独立的子带并行传输数据，这就有效的解决了延长符号周期和传输速率的矛盾。

在接收机中利用子带之间的正交性或近似正交性来分离各自的信息，并且还可以在子带之间进行信号的频率分集，进一步增强信号的可靠性，这就是多载波调制的基本思想。fbmc(filter-bankbasedmulticarrier，基于滤波器组的多载波)方案被认为是解决以上问题的有效手段。

在实现本发明的过程中，发明人发现现有技术中至少存在如下问题：传统的cp-ofdm系统由于cp的长度大于最大多径时延扩展，使频率选择性衰落信道变为具有独立噪声分布的并行平坦衰落信道。所以接收端通过经典的最小二乘(ls，leastsquare)信道估计算法或者最小均方差(mmse，minimummeansquareerror)信道估计算法，即可求得信道在导频位置的频率响应，进而通过内插算法得到时频面的频率响应。

但是，fbmc-oqam(orthogonallymultiplexedqamsystem，正交复用qam系统，qam：quadratureamplitudemodulation：正交振幅调制)系统数据经过多径信道后，接收端信号经过afb(analysisfilterbank，分析滤波器组)解析出带解调信号，由三部分组成：第一为导频符号与信道频率响应的乘积，第二为虚数干扰项，第三为高斯白噪声。

可见，由于虚数干扰项的存在，使得传统ofdm信道估计算法不再适用于fbmc系统，信道估计的准确度受到影响，所以fbmc-oqam系统中信道估计算法的关键要解决的是如何消除虚数干扰项或者利用虚数干扰项进行信道估计，才能提高fbmc-oqam的信道估计准确度。

技术实现要素：

本发明的目的是为了克服上述背景技术的不足，提供一种基于下一代无线波形fbmc-oqam的信道估计方法及系统，利用固有虚数干扰增强接收端伪导频能量，能够有效提高fbmc-oqam的信道估计准确度。

第一方面，提供一种基于下一代无线波形fbmc-oqam的信道估计方法，包括以下步骤：

利用固有虚数干扰增强接收端伪导频能量，提高fbmc-oqam的信道估计准确度。

根据第一方面，在第一方面的第一种可能的实现方式中，该方法具体包括以下步骤：

在发送端，将导频符号左侧的保护符号替换为数据符号，将数据符号进行缓存及将子载波编号为偶数的数据变换为相反数后，置于导频符号的右侧，得到伪导频数据，消除导频符号左右两侧的虚数干扰。

根据第一方面的第一种可能的实现方式，在第一方面的第二种可能的实现方式中，所述伪导频数据的格式为：

导频符号左右两侧数据的排列规律为：

子载波编号为偶数时，右侧数据是左侧数据的相反数；

子载波编号为奇数时，右侧数据与左侧数据相同。

根据第一方面的第一种可能的实现方式，在第一方面的第三种可能的实现方式中，该方法还包括以下步骤：

发送端采用干扰消除算法icm消除所述导频符号上下两侧的虚数干扰。

根据第一方面的第一种可能的实现方式，在第一方面的第四种可能的实现方式中，该方法还包括以下步骤：

在接收端，经过相位补偿后，得到伪导频符号，用公式表示如下：

其中，c为时频格点导频符号，表示伪导频符号，p为时频格点的行数，p＝0,1,…,m-1，m为子载波个数，j为虚数单位，a表示某时刻导频符号的数值，β表示干扰权重系数，mod代表求余运算。

第二方面，提供一种基于下一代无线波形fbmc-oqam的信道估计系统，包括发送端和接收端，该系统利用固有虚数干扰增强接收端的伪导频能量，提高fbmc-oqam的信道估计准确度。

根据第二方面，在第二方面的第一种可能的实现方式中，所述发送端将导频符号左侧的保护符号替换为数据符号，将数据符号进行缓存及将子载波编号为偶数的数据变换为相反数后，置于导频符号的右侧，得到伪导频数据，消除导频符号左右两侧的虚数干扰。

根据第二方面的第一种可能的实现方式，在第二方面的第二种可能的实现方式中，所述伪导频数据的格式为：

导频符号左右两侧数据的排列规律为：

子载波编号为偶数时，右侧数据是左侧数据的相反数；

子载波编号为奇数时，右侧数据与左侧数据相同。

根据第二方面的第一种可能的实现方式，在第二方面的第三种可能的实现方式中，所述发送端采用icm算法消除所述导频符号上下两侧的虚数干扰。

根据第二方面的第一种可能的实现方式，在第二方面的第四种可能的实现方式中，所述接收端经过相位补偿后，得到伪导频符号，用公式表示如下：

其中，c为时频格点导频符号，表示伪导频符号，p为时频格点的行数，p＝0,1,…,m-1，m为子载波个数，j为虚数单位，a表示某时刻导频符号的数值，β表示干扰权重系数，mod代表求余运算。

与现有技术相比，本发明的优点如下：

本发明实施例参考了经典iam算法的中间导频排列，提出了一种高效频谱的块状导频估计算法iam-ep，利用固有虚数干扰增强接收端伪导频能量，以提高fbmc-oqam的信道估计准确度。经过测试，本发明实施例提供的iam-ep算法比传统iam方法具有更好的性能和信道估计准确度。

附图说明

图1是本发明实施例中iam-ep算法的伪导频数据的结构示意图。

图2是本发明实施例中fbmc-oqam信道估计和信道均衡模型的结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步的详细描述。

实施例1

本发明实施例提供一种基于下一代无线波形fbmc-oqam的信道估计方法，包括以下步骤：

利用固有虚数干扰增强接收端伪导频能量，提高fbmc-oqam的信道估计准确度。

该方法具体包括以下步骤：

在发送端，将导频符号左侧的保护符号替换为数据符号，将数据符号进行缓存及将子载波编号为偶数的数据变换为相反数后，置于导频符号的右侧，得到伪导频数据，消除导频符号左右两侧的虚数干扰。

参见图1所示，伪导频数据的格式为：

导频符号左右两侧数据的排列规律为：

子载波编号为偶数时，右侧数据是左侧数据的相反数；

子载波编号为奇数时，右侧数据与左侧数据相同。

进一步，该方法还包括以下步骤：发送端采用icm(interferencecancellationmethod，干扰消除算法)算法消除所述导频符号上下两侧的虚数干扰。

进一步，参见图2所示，该方法还包括以下步骤：

在接收端，经过相位补偿后，得到伪导频符号，用公式表示如下：

其中，c为时频格点导频符号，表示伪导频符号，p为时频格点的行数，p＝0,1,…,m-1，m为子载波个数，j为虚数单位，α表示某时刻导频符号的数值，β表示干扰权重系数，mod代表求余运算。

本发明实施例设计一个iam-ep(interferenceapproximationmethod-extendpilot，增强伪导频干扰近似)算法，使得在fbmc-oqam系统中时频格点上每一个导频符号都能降低受到周围符号的虚数干扰，能够有效解决在非理想信道下固有虚数干扰给信道估计与信道均衡带来的较大问题。

实施例2

本发明实施例提供一种基于下一代无线波形fbmc-oqam的信道估计系统，包括发送端和接收端，该系统利用固有虚数干扰增强接收端的伪导频能量，提高fbmc-oqam的信道估计准确度。

具体来说，发送端将导频符号左侧的保护符号替换为数据符号，将数据符号进行缓存及将子载波编号为偶数的数据变换为相反数后，置于导频符号的右侧，得到伪导频数据，消除导频符号左右两侧的虚数干扰。

参见图1所示，伪导频数据的格式为：

导频符号左右两侧数据的排列规律为：

子载波编号为偶数时，右侧数据是左侧数据的相反数；

子载波编号为奇数时，右侧数据与左侧数据相同。

进一步，发送端采用icm算法消除所述导频符号上下两侧的虚数干扰。

进一步，参见图2所示，接收端经过相位补偿后，得到伪导频符号，用公式表示如下：

其中，c为时频格点导频符号，表示伪导频符号，p为时频格点的行数，p＝0,1,…,m-1，m为子载波个数，j为虚数单位，a表示某时刻导频符号的数值，β表示干扰权重系数，mod代表求余运算。

本发明实施例设计一个增强伪导频干扰近似算法iam-ep，使得在fbmc-oqam系统中时频格点上每一个导频符号都能降低受到周围符号的虚数干扰，能够有效解决在非理想信道下固有虚数干扰给信道估计与信道均衡带来的较大问题。

实施例3

本发明实施例提出一种高效频谱的块状导频估计算法，设计一个iam-ep算法，本发明实施例利用固有虚数干扰增强接收端伪导频能量，以提高fbmc-oqam的信道估计准确度，而性能则与传统iam等算法相似。

在传统iam算法中，能用来估计信道的频率响应的只有中间的一列导频符号，而其左右两列的导频符号是仅仅用来计算得到中间导频符号的固有虚部干扰，并不能用来计算其所在符号位置的信道频率响应。本发明实施例利用这左右两列置零的导频符号信息来提高无线信道估计的精准度。

在无线信号传输中的符号时频格点其中，ap,q为发送的符号，jup,q为固有虚部干扰，又可以称为“伪导频”(pseudopilot)，p为时频格点的行数，q为时频格点的列数。

若通过合理的导频设计，能够估计出信道频率响应系数，忽略高斯白噪声的影响，则直接利用ls信道估计和均衡算法(最小二乘法)，即可得到再对其取实部，即可得到发送的符号ap,q。

参见图2所示，在fbmc-oqam系统的信道估计和信道均衡模型中，一般情况下，发送端在c2rm(complex-to-real，复实转换)模块后插入导频，在相位偏置后经过sfb(synthesisfilterbank，综合滤波器组)，并串转换后数据经过多径信道。

接收端接收到信号r(t)，经串并转换后，再经过afb匹配滤波，输出复数据其中，r(t)是时间t接收到的信号函数，m为第m个载波，n为第n条路径。

此时的复数据，一方面，由已知导频符号和导频位置，经信道估计模块，得到信道参数；另一方面，利用已估计得到的信道参数，在信道均衡模块处理后，再经过接收端进行相位补偿后，得到复信号，得到的复信号经过取实部和r2cm(real-to-complex，实复转换)模块，即可得到待解调的符号。

具体的，可以采用最小二乘法或者最小均方差算法，估计出导频位置。估计出导频位置后，采用内插法计算得到信道在导频位置的频率响应。

本发明实施例使用块状导频的信道估计方法，结合了经典干扰近似消除算法(iam，interferenceapproximationmethod)的优点，设计了一种高效频谱利用块状导频信道估计的新算法iam-ep。

根据时频格点(p,q)的“直接邻居”对干扰权重系数呈现的关系，以及子载波基函数干扰权重系数分布规律，可知：导频符号ap,q的“直接邻居”的四个角对导频干扰权重系数是相同的，而导频符号左右和上下的符号对导频符号干扰权重系数是相反的。因此，在导频符号的“直接邻居”范围内填充一定规律排列的未知数据符号，使未知数据符号对导频符号的干扰相互抵消，因此，在经典算法iam和icm算法中导频占据的需要三个符号周期内，可以部分传输数据符号，能够显著提高频谱利用率。

本发明实施例利用子载波基函数间干扰权重系数存在的特定关系，将iam算法中导频符号左侧的全零的“保护符号”替换为未知的、随机的数据符号，导频符号左侧的数据符号经过数据缓存和对部分数据进行符号变换后，放置在导频符号的右侧，此时，导频符号左右两侧数据排列规律为：子载波编号为偶数时，右侧数据是左侧的相反数；子载波编号为奇数时，右侧数据与左侧数据相同。

两侧数据按照上面排列方式对中间子载波编号为奇数的导频产生的干扰相互抵消，因此，中间导频符号的“直接邻居”干扰仅来自于导频符号所在列的上下导频。

中间列导频符号的排列若是选择icm算法的排列方式，则中间导频符号的“直接邻居”的上下干扰也被消除。

至此，中间导频符号的“直接邻居”的上下左右的虚数干扰被完全消除。使用ls算法估计出导频位置后，经过内插法，即可得到信道的频率响应。

需要注意的是：中间导频符号的“直接邻居”内的虚数干扰仅在子载波编号为奇数的导频上相互抵消。

实施例4

作为优选的实施方式，以iam-ep算法为例，参见图1所示，发送端将导频符号左侧的保护符号替换为数据符号，将数据符号进行缓存及将子载波编号为偶数的数据变换为相反数后，置于导频符号的右侧，得到伪导频数据，消除导频符号左右两侧的虚数干扰。

图1中的f0为子载波频率间隔，τ0表示到达路径的时延，纵坐标f代表频率，横坐标t代表时间。

参见图1所示，伪导频数据的格式为：

导频符号左右两侧数据的排列规律为：

子载波编号为偶数时，右侧数据是左侧数据的相反数；

子载波编号为奇数时，右侧数据与左侧数据相同。

对于导频符号，接收端经过相位补偿后，得到伪导频符号，可以用下列公式表示：

其中，c为时频格点导频符号，表示伪导频符号，p为时频格点的行数，p＝0,1,…,m-1，m为子载波个数，j为虚数单位，a表示某时刻导频符号的数值，β表示干扰权重系数，mod代表求余运算。

iam-ep算法的伪导频能力比传统iam算法能量大，但iam-ep算法中导频符号引入了纯虚数，会对左侧位置数据符号产生实数干扰，需要通过额外处理在取实部后消除干扰，增加了一定的复杂度。

在实际工程应用中，可以通过增大“直接邻居”的范围，选择性能更优良的原型滤波器以及选择精度更高的信道估计与信道均衡算法，来消除性能的开销，随之带来的代价是频谱效率的降低和系统复杂度的提升。

一般最近的“直接邻居”是指导频格点a的行、列(p,q)各加1，例如：ap+1,q+1就是一个“直接邻居”，增大“直接邻居”是指如ap+2,q+2或者ap-2,q-2等。

参见图2所示，实际fbmc-oqam的信道估计步骤如下：

在发射端，无线信号经过调制后进入c2rm模块，把复数信号变为实信号，之后插入导频数据；在相位偏置后经过sfb模块，sfb模块运行iam-ep算法，加入伪导频数据，并串转换后数据经过多径信道。

在接收端，接收信号r(t)经过串并转换，然后再经过afb分析伪导频数据，并匹配滤波输出复数据该复数据一方面由已知导频符号和导频位置经信道估计模块得到信道参数，另一方面，利用已估计得到的信道参数和伪导频数据在信道均衡模块处理后，再经过接收端进行相位补偿后得到复信号，得到的复信号经过取实部和r2cm模块即可得到待解调的符号。

本发明实施例参考了经典iam算法的中间导频排列，提出了一种高效频谱的块状导频估计算法iam-ep，利用固有虚数干扰增强接收端伪导频能量，以提高fbmc-oqam的信道估计准确度。经过测试，本发明实施例提供的iam-ep算法比传统iam方法具有更好的性能和信道估计准确度。

本领域的技术人员可以对本发明实施例进行各种修改和变型，倘若这些修改和变型在本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则这些修改和变型也在本发明的保护范围之内。

说明书中未详细描述的内容为本领域技术人员公知的现有技术。