一种基于基带信号处理的通信抗跟踪干扰实现方法及系统与流程

本发明涉及抗跟踪干扰技术领域，特别是涉及一种基于基带信号处理的通信抗跟踪干扰实现方法及系统。

背景技术：

跟踪干扰是现代作战中重要的干扰样式之一，也是通信抗干扰技术中的重点和难点。目前抗干扰技术途径多样，无论是扩频扩谱、跳频跳码技术，还是组网和射频端口对消技术，均无法有效解决抗跟踪干扰问题。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种基于基带信号处理的通信抗跟踪干扰实现方法及系统，有效实现了对跟踪干扰的抑制。

为实现上述目的，本发明提供了如下方案：

一种基于基带信号处理的通信抗跟踪干扰实现方法，包括：

确定自适应对消的实现条件；

获取从基带上采样的混合信号，并在所述混合信号中截取部分长度的跳频信号作为一级自适应对消器的参考输入信号；

在所述自适应对消的实现条件下，将所述参考输入信号输入到一级自适应对消器的参考输入端，将所述混合信号输入到一级自适应对消器的基本输入端，对所述混合信号进行滤波处理，得到跟踪干扰信号；

在所述自适应对消的实现条件下，将所述跟踪干扰信号输入到二级自适应对消器的参考输入端，将所述混合信号输入到二级自适应对消器的基本输入端，对所述混合信号进行滤波处理，得到原始跳频信号。

可选的，所述自适应对消的实现条件为每个跳频频点在一个跳频周期内完成两次自适应对消处理；其中，所述跳频周期为0≤τ＜td；td表示跳频周期；τ表示干扰时延，d1表示干扰机与发射机之间的距离，d2表示干扰机与接收机之间的距离，l表示接收机与发射机之间距离，c表示光速，tr表示干扰机需要的处理时间。

可选的，所述获取从基带上采样的混合信号，并在所述混合信号中截取部分长度的跳频信号作为一级自适应对消器的参考输入信号，具体包括：

获取从基带上采样的混合信号；

从所述混合信号中截取每个频点前100μs的跳频信号作为一级自适应对消器的参考输入信号并存入相应的存储区；其中，不同的频点，存入不同的存储区。

可选的，所述在所述自适应对消的实现条件下，将所述参考输入信号输入到一级自适应对消器的参考输入端，将所述混合信号输入到一级自适应对消器的基本输入端，对所述混合信号进行滤波处理，得到跟踪干扰信号，具体包括：

步骤一：确定一级自适应对消器的一阶滤波权系数和收敛因子；

步骤二：根据所述一阶滤波权系数和所述参考输入信号，计算一阶滤波器的输出信号；

步骤三：将所述混合信号与所述一阶滤波器的输出信号作差，计算一阶误差；

步骤四：根据所述一阶滤波权系数、所述参考输入信号、所述一阶误差以及所述收敛因子，计算一级自适应对消器的二阶滤波权系数；

步骤五：重复步骤二至步骤四，直到误差与跟踪干扰信号的均方值最小为止，进而得到跟踪干扰信号。

可选的，在所述自适应对消的实现条件下，将所述跟踪干扰信号输入到二级自适应对消器的参考输入端，将所述混合信号输入到二级自适应对消器的基本输入端，对所述混合信号进行滤波处理，得到原始跳频信号，具体包括：

步骤一：确定二级自适应对消器的一阶滤波权系数和收敛因子；

步骤二：根据所述一阶滤波权系数和所述跟踪干扰信号，计算一阶滤波器的输出信号；

步骤三：将所述混合信号与所述一阶滤波器的输出信号作差，计算一阶误差；

步骤四：根据所述一阶滤波权系数、所述跟踪干扰信号、所述一阶误差以及所述收敛因子，计算二级自适应对消器的二阶滤波权系数；

步骤五：重复步骤二至步骤四，直到误差与原始跳频信号的均方值最小为止，进而得到原始跳频信号。

一种基于基带信号处理的通信抗跟踪干扰实现系统，包括：

实现条件确定模块，用于确定自适应对消的实现条件；

参考输入信号确定模块，用于获取从基带上采样的混合信号，并在所述混合信号中截取部分长度的跳频信号作为一级自适应对消器的参考输入信号；

跟踪干扰信号得到模块，用于在所述自适应对消的实现条件下，将所述参考输入信号输入到一级自适应对消器的参考输入端，将所述混合信号输入到一级自适应对消器的基本输入端，对所述混合信号进行滤波处理，得到跟踪干扰信号；

原始跳频信号得到模块，用于在所述自适应对消的实现条件下，将所述跟踪干扰信号输入到二级自适应对消器的参考输入端，将所述混合信号输入到二级自适应对消器的基本输入端，对所述混合信号进行滤波处理，得到原始跳频信号。

可选的，所述自适应对消的实现条件为每个跳频频点在一个跳频周期内完成两次自适应对消处理；其中，所述跳频周期为0≤τ＜td；td表示跳频周期；τ表示干扰时延，d1表示干扰机与发射机之间的距离，d2表示干扰机与接收机之间的距离，l表示接收机与发射机之间距离，c表示光速，tr表示干扰机需要的处理时间。

可选的，所述参考输入信号确定模块，具体包括：

混合信号获取单元，用于获取从基带上采样的混合信号；

参考输入信号确定单元，用于从所述混合信号中截取每个频点前100μs的跳频信号作为一级自适应对消器的参考输入信号并存入相应的存储区；其中，不同的频点，存入不同的存储区。

根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：

本发明所处理的信号形式为基带信号，计算速度快，对消效率高，且通过对不同频点信号的实时处理，能实现每一频点的干扰对消，即实现实时的跟踪干扰对消。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例基于基带信号处理的通信抗跟踪干扰实现方法的流程示意图；

图2为本发明实施例在时域上跟踪干扰信号的延迟图；

图3为本发明实施例自适应对消原理框图；

图4为本发明实施例两级自适应对消原理图；

图5为本发明实施例基于基带信号处理的通信抗跟踪干扰实现系统的结构示意图；

图6为本发明实施例数字对消系统硬件结构图；

图7为本发明实施例通信抗跟踪干扰信号处理流程图；

图8为本发明实施例跟踪干扰抑制效果对比图；图8(a)为跟踪干扰抑制效果图一，图8(b)为跟踪干扰抑制效果图二；图8(c)为跟踪干扰抑制效果图三；

图9为本发明实施例跟踪干扰对消效果对比图；图9(a)为跟踪干扰对消效果图一，图9(b)为跟踪干扰对消效果图二；图9(c)为跟踪干扰对消效果图三。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

实施例一

如图1所示，本实施例提供了一种基于基带信号处理的通信抗跟踪干扰实现方法，所处理的信号形式是基带信号，该通信抗跟踪干扰实现方法包括按顺序进行的如下步骤：

步骤101：确定自适应对消的实现条件；具体包括：

每个跳频频点进行两次自适应对消处理，并且需要在一个跳频周期内完成。跟踪干扰在实现上的特殊性决定了其相对跳频起始点存在干扰时延，且干扰时延满足条件：0≤τ＜td，td表示跳频周期。因此，自适应对消必须在每个跳频周期内实现。

干扰时延τ的计算如下所述：

鉴于信号的传播和处理需要一定的时间，跟踪干扰在实现上必须满足一定的时间限制。这种限制满足的关系式为：

式中：d1为干扰机与发射机之间的距离；d2为干扰机与接收机之间的距离；l为接收机与发射机之间距离；c为光速；tr为干扰机需要的处理时间；td为跳频信号驻留时间，可用跳频周期表示；η为小于1的干扰比例系数。

该关系式描述的关系是一个椭圆，只有干扰机位于以发射机和接收机为焦点的椭圆之内，才能形成有效跟踪干扰。

跟踪干扰信号在时域上的延迟如图2所示。t1为跳频信号到达接收机与干扰机的传播时间之差，若干扰机比接收机离发射机的距离近，其值为负；t2为干扰机需要的处理时间；t3为跟踪干扰信号传播到接收机的时间。干扰时延可表示为：τ＝t1+t2+t3，其数值可根据下式计算：

步骤102：获取从基带上采样的混合信号，并在所述混合信号中截取部分长度的跳频信号作为一级自适应对消器的参考输入信号；具体包括：

根据现行电台的特性τ的取值为100～200us，即前100us为无干扰信号，因此从采样的混合信号中截取每个频点前100μs的跳频信号并进行数据存储。对于不同的频点，开辟不同的缓存区；200us后混合信号采样。

步骤103：在所述自适应对消的实现条件下，将所述参考输入信号输入到一级自适应对消器的参考输入端，将所述混合信号输入到一级自适应对消器的基本输入端，对所述混合信号进行滤波处理，得到跟踪干扰信号；具体包括：

步骤1031：确定一级自适应对消器的一阶滤波权系数w(1)与收敛因子μ。

步骤1032：计算一阶滤波器的输出信号；其计算公式为y(1)＝w^t(1)x(n)。

式中，y(1)表示一级滤波器的输出信号，x(n)表示参考输入信号。

步骤1033：计算一阶误差；其计算公式为：e(1)＝d(n)-y(1)。

式中，e(1)表示一级误差信号，d(n)表示混合信号，其混合信号包含跳频信号s(n)和跟踪干扰信号u(n)。

步骤1034：计算一级自适应对消器的下一阶滤波权系数，即二阶滤波权系数w(2)；其计算公式为：w(2)＝w(1)+2μe(1)x(n)。

步骤1035：重复步骤1032～步骤1034，直至均方值e[e(m)-u(n)]²最小，理想情况下e(m)＝u(n)，即得到跟踪干扰信号u(n)。

其中，步骤1031～步骤1035所述的自适应对消原理如图3所示。

步骤104：在所述自适应对消的实现条件下，将所述跟踪干扰信号输入到二级自适应对消器的参考输入端，将所述混合信号输入到二级自适应对消器的基本输入端，对所述混合信号进行滤波处理，得到原始跳频信号；其中，在二级自适应对消器中也是按步骤1031～步骤1035所述原理进行对消处理的。具体包括：

步骤1041：确定二级自适应对消器中的一阶滤波权系数w'(1)与收敛因子μ。

步骤1042：计算一阶滤波器的输出信号；其计算公式为y'(1)＝w'^t(1)u(n)。

式中，y'(1)表示一级滤波器的输出信号，u(n)表示参考输入信号，即跟踪干扰信号。

步骤1043：计算一阶误差；其计算公式为：e'(1)＝d(n)-y'(1)。

式中，e'(1)表示一级误差信号，d(n)表示混合信号，其混合信号包含跳频信号s(n)和跟踪干扰信号u(n)。

步骤1044：计算二级自适应对消器中的下一阶滤波权系数，即二阶滤波权系数w'(2)；其计算公式为：w'(2)＝w'(1)+2μe'(1)u(n)。

步骤1045：重复步骤1042～步骤1044，直至均方值e[e'(m)-s(n)]²最小，理想情况下e'(m)＝s(n)，即得到原始跳频信号s(n)。

如图4所示，在有干扰的数据进入一级自适应对消器的基本输入端后，将存储的部分跳频信号作为参考输入信号提供给一级自适应对消器的参考输入端，执行步骤按步骤1031～步骤1035，得到跟踪干扰信号。然后执行步骤1041～步骤1045，即可得到原始跳频信号。

本发明通过实时存储每一个频点的前100μs数据，实现实时跟踪干扰对消。

实施例二

如图5所示，本实施例提供了一种基于基带信号处理的通信抗跟踪干扰实现系统，包括：

实现条件确定模块201，用于确定自适应对消的实现条件。所述自适应对消的实现条件为每个跳频频点在一个跳频周期内完成两次自适应对消处理；其中，所述跳频周期为0≤τ＜td；td表示跳频周期；τ表示干扰时延，d1表示干扰机与发射机之间的距离，d2表示干扰机与接收机之间的距离，l表示接收机与发射机之间距离，c表示光速，tr表示干扰机需要的处理时间。

参考输入信号确定模块202，用于获取从基带上采样的混合信号，并在所述混合信号中截取部分长度的跳频信号作为一级自适应对消器的参考输入信号。具体包括：

混合信号获取单元，用于获取从基带上采样的混合信号。

参考输入信号确定单元，用于从所述混合信号中截取每个频点前100μs的跳频信号作为一级自适应对消器的参考输入信号并存入相应的存储区；其中，不同的频点，存入不同的存储区。

跟踪干扰信号得到模块203，用于在所述自适应对消的实现条件下，将所述参考输入信号输入到一级自适应对消器的参考输入端，将所述混合信号输入到一级自适应对消器的基本输入端，对所述混合信号进行滤波处理，得到跟踪干扰信号。其对消过程参照实施例一步骤103。

原始跳频信号得到模块204，用于在所述自适应对消的实现条件下，将所述跟踪干扰信号输入到二级自适应对消器的参考输入端，将所述混合信号输入到二级自适应对消器的基本输入端，对所述混合信号进行滤波处理，得到原始跳频信号。其对消过程参照实施例一步骤104。

实施例三

在硬件上，本实施例采用如图6所示的“a/d+fpga+d/a”框架。其中，a/d模块连接在电台基带上，利用adc(analogtodigitalconverter，模数转换器)将收到的模拟信号数字化，然后将数字信号送至fpga(fieldprogrammablegatearray，现场可编程门阵列)平台，通过可编程滤波器对信号进行两级自适应对消滤波，然后将处理后的信号通过dac(digitaltoanalogconverter，数模转换器)转换为模拟信号再输出至基带。通过添加a/d模块和d/a模块，构建了一个从前端数据接收到后端模拟发送的高速基带数字信号处理平台。

其信号处理流程如图6所示。首先确定自适应对消的实现条件，然后获取从基带上采样的混合信号，并截取前100μs的跳频信号放入fpga的缓存区存储。待后续混合信号读入并作为基本输入信号后，取出存储的数据作为参考输入信号，提供给一级自适应对消算法模型进行滤波处理即可得到跟踪干扰信号。将跟踪干扰信号作为二级自适应对消算法模型的参考输入信号，与混合信号进行二次对消，最后得到原始跳频信号。对消过程参照实施例一步骤103至步骤104。

经过本发明提供的方法处理前后的跳频信号部分频点波形如图8所示，图8中给出了三个频点上的滤波效果。其中，跟踪干扰信号为窄带调制噪声。利用matlab计算所有九个频点干扰对消前后的信干比sir和误码率pe如图9所示。结合波形图和数据处理结果，干扰信号能得到明显抑制。在绝大部分频点，对消前后信干比有所提高(达5db以上)，误码率明显下降，但对消效果跟输入信干比相关。

相对于现有技术而言，本发明具有如下优点：

(1)基于基带的数字信号处理，计算速度快，对消效率高；

跳频信号在基带(或零中频)上频率较低，只有几百khz。根据奈奎斯特采样定理可知，adc的采样频率选择1mhz即可满足采样要求，便于实际芯片选型及处理。跳频信号在射频上的频率在几十mhz，使得采样频率过高，相应的电路设计复杂很多。而采样率和分辨率是矛盾的，相应地，分辨率会降低，导致信号可能失真，影响对消效果。

此外，基于基带的数字对消，可以消除基带接收信号中干扰分量，可进一步消除射频对消残余的干扰，提高系统的对消比。

(2)可实现实时跟踪干扰对消。

对于不同的频点，开辟不同的缓存区。在fpga中识别通信频段后，截取前100μs的跳频信号作为参考输入信号并存入相应的存储区。一次对消可得到干扰信号，并作为后续二次对消的参考输入信号。通过对不同频点信号的实时处理，能实现每一频点的干扰对消，即实现实时的跟踪干扰对消。

本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的系统而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。

本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。