在用于恢复电视信号中数据的数字接收机中的时钟再生的制作方法

专利名称：在用于恢复电视信号中数据的数字接收机中的时钟再生的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于恢复埋入模拟电视信号中的数字信号的接收机。
编码数字信息的相对低功率(例如高于噪声标准10dB)的附加信号可与复合的视频信号混合在一起而在从这些复合视频信号产生的图象中没有明显的不合适，如果遵守对于数字信号格式的适当限制的话。有利地使用一个压缩的、残余边带和幅度调制(VSB AM)的相同频率的载波作为VSB AM的图象载波，但是与它正交相移，以便传送数字数据。这个过程允许该正交载波调制的同步检波以恢复该数字数据。如果该接收机的带宽足够能包括整个残留边带，作为干扰信号的伴有该数字数据的剩余复合视频信号在频率直到0.75MHz的基带中不具有大的能量。在0.75MHz附近，VSB AM视频载波开始从一个双边带调幅(DSB AM)载波跃变为一个单边带调幅(SSBAM)载波，而且直到该残留边带滚降完成的1.25MHz频率都具有较少的能量。
A.L.R.Linberg，C.B.Patel和T.Liu在他们于1993年8月20日提交的美国专利申请序号08/108311、名称为″利用埋入的数字信号处理变型的NTSC电视信号的装置″中在此作为参考，它叙述了VSBAM载波的副载波的相移键控(PSK)调制，即以相同频率的VSB AM视频载波的正交相移。它们的副载波频率是半扫描行频率的奇数倍，并且是按照以扫描行频率的倍数的符号率提供的串行比特数字数据进行相移键控的。Linberg等人提出已调的副载波帧发送两次，但是在NTSC电视信号的顺序帧的每个连续对中以相反的相移。因为对人的视觉系统响应速度限制引起帧平均效应和显象管荧光物的电致发光减退，在帧对中数据的这种重复使得伴有从NTSC电视信号中检波的复合视频信号的PSK副载波在图象中不易看见，这些图象是从复合视频信号产生的，以便在屏幕上观看。在帧对中数据的这种重复还提供在数字信号接收机中使用帧梳状滤波分离该复合视频信号的亮度部分中的PSK副载波的基础，该亮度部分表示连续电视图象的静止部分。Linberg等人还提出在NTSC电视信号的相邻扫描行的邻接时中重复调制反相的数字数据，提供了在数字信号接收机中使行梳状滤波分离复合视频信号的色度部分中的PSK副载波的基础。
Limberg等人叙述一种数字信号接收机，其中用于正交相位VSBAM视频载波的同步视频检波器后接串联的一个低通行梳着滤波器和一个高通帧梳状滤波器。该低通行梳状滤波器用于从NTSC信号特别是已适当地预滤波的NTSC信号频谱的色度信号部分中分离出具有半扫描行频率奇数倍的PSK副载波的频谱。该高通帧梳状滤波器用于从NTSC信号频谱的自由运动的亮度信号部分中分离出具有半扫描行频率奇数倍的PSK副载波的频谱。Limberg等人教导响应该串联高通梳状滤波器的NTSC信号的残余频谱可看作是伴有PSK信号的干扰信号的频谱。因此，响应串联高通梳状滤波器的NTSC信号的残余频谱可用同步符号检测鉴别。
1993年10月26日由J.Yang提交的美国专利申请序号08/141070、名称为″用于处理在正交相位视频载波中具有数字信号的NTSC TV信号的装置″在此作为参考，叙述了与视频载波相同频率的而且与其正交相移的抑制载波的二进制相移键控(BPSK)调制。该抑制载波是直接地相移键控，而不用任何副载波。Yang也提倡已调副载波的帧发送两次，但是在NTSC电视信号的相邻帧的每个连续对中相反的相移，正如Limberg等人所做那样。 Yang还提倡该BPSK信号限制在约2MHz带宽，以避免串音进入电视机的色度中，该电视机从亮度中分离出色度但不依靠梳状滤波。Yang指出，在其数模变换为一个平衡的幅度调制器的模拟调制信号之前，最好该波发送的数据通过一个前置行梳状部分响应滤波器。这样做以便在该数字信号接收机中进行行梳状滤波分离出该复合视频信号的亮度部分中的PSK副载波时保留包含在其中的信息。在数字信号接收机中行梳状滤波变换部分响应滤波的二进制数字信号为三进制数字信号，如果该行梳状滤波是两分支型的，线性地组合的信号只是不同地延迟视频信号的一个水平扫描行的持续时间。在该数字信号接收机中行梳状滤波变换部分响应滤波的二进制数字信号为5电平数字信号，如果该行梳状滤波是三分支型的，线性地组合的信号不同地延迟视频信号的一个水平扫描行的持续时间和视频信号的两个水平扫描行的持续时间。因此，要求多电平符号判定电路接收由BPSK从该梳状滤波影响发送的比特串行数字数据。
由J.Yang和A.L.R.Limberg于1994年1月5日提交的美国专利申请序列号08/179616、名称为″埋入电视信号中的BPSK的‘前置帧梳状’以及‘前置行梳状’部分响应滤波″，在此作为参考叙述了使用前置帧梳状部分响应滤波以及前置行梳状部分响应滤波处理比特串行数据的数字信号发射机，从该比特串行数据中产生BPSK调制信号用于与该视频载波正交相移的载波。在数字信号接收机中行梳状滤波变换该部分响应滤波的二进制数字信号为电平数字信号，如果该行梳状滤波是两抽头型的，线性地组合的信号只是差别地延迟视频信号的一个水平扫描行的持续时间。在该数字信号接收机中行梳状滤波变换该部分响应滤波的二进制数字信号为九电平数字信号，如果该行梳状滤波是三抽头型的，线性地组合的信号差别地延迟视频信号的一个水平扫描行的持续时间和视频信号的两个水平扫描行的持续时间。
由J.Yang和A.L.R.Limberg于1994年1月5日提交的美国专利申请序号08/179588、名称为″用于处理在正交相位视频载波上与NTSC电视一起发送的BPSK信号的装置″在此作为参考叙述了用于与视频载波正交相移的载波的BPSK调制信号直接地从此特串行数据中产生而无需任何前置梳状滤波器部分响应数据。同一专利申请叙述了数字信号接收机，在正交视频检波器之后使用串联连接一个高通帧梳状滤波器和一个高通行梳状滤波器抑制干扰的残余亮度信号，使用用于梳状滤波器响应的多电平符号判定电路，和在该符号判定电路之后使用后置梳状滤波器部分响应滤波，以便取消由该梳状滤波引起的数据改变。
Yang系统的接收机还在V.T.Bolger于1993年10月26日提交的美国专利申请序号08/141071、名称为″用于TV信号内的数字信号过取样模数变换的接收机″中被叙述，并在此作为参考。这些接收机使用一个过取样模数变换器数字化正交相位视频检波器的响应。已数字化的正交相位视频检波器响应经受数字帧梳状和行梳状滤波以便抑制残余的复合视频信号；该梳状滤波响应加到多电平符号判定电路以便接收由BPSK发送的比特串行数字数据；和该比特串行数字数据加到一个解码器，该解码器使用包含在其中的一个前向纠错码校正该数据中的数字信息。
Yang系统的接收机还在J.Yang，T.V.Bolger和A.L.R.Limberg的与本申请同时提交的美国专利申请、名称为″用于埋入在电视信号中的数字信号的累计—增量模数变换的接收机″中被叙述，并结合于此作为参考。这些接收机使用累计一增量型的过取样模数变换器数字化正交相位视频检波器的响应。最好是，使用累计一增量过程改善基本的多比特分辨率快速变换器的比特分辨率，在该过程中仅仅该基本多比特分辨率ADC输出信号的单个比特被变换回到模拟信号，以便在每个过取样步骤期间用于反馈，正如T.C.Leslie和B.Singh在他们的文章″一种改进的累计—增量调制器结构″中所述的，该文章发表在1990年″IEEE SYMPOSIUM ON CIRCUITS & SYSTEMS″，90 CH 2868-8900000-0372，第372-375页。数字化正交相位视频检波器响应经受数字帧梳状和行梳状滤波以便抑制复合的视频信号；该梳状滤波响应加到多电平符号判定电路以便接收由BPSK发送的比特串行数字数据；和该比特串行数字数据加到一个解码器，该解码器使用包含在其中的前向纠错码校正该数据中的数字信息。
由C.B.Patel和J.Yang于1994年1月5日提交的美国专利申请序号08/179618和名称为″用于抑制信号中的重影以视频载波正交相移调制一个载波的装置″结合于此作为参考，它叙述了在数字信号接收机中对于从同相和正交相位视频检波器来的信号使用类似的重影抑制滤波器。响应从同相视检波器响应对重影消除基准(GCR)信号进行的计算，双重影抑制滤波器的滤波系数并行地进行调整，该重影消除基准信号是在NTSC复合视频信号的垂直消隐间隔中的选择的水平扫描行期间广播。
与这里所叙述的本发明一样，上面所提及的发明申请中叙述的发明都转让给Samsung Electronics有限公司，这是依照预先存在的雇员协议以便在雇用范围内进行转让发明。对在这些申请中叙述的系统一些变型已接着考虑了。如开始所述的，这些系统包括在所有水平扫描行中的数据，包括在垂直消隐间隔中的所有水平扫描行，和数据帧在垂直同步脉冲间隔之后开始。另外，数据帧可以从具有数据的复合视频信号的每个奇数场的第22水平扫描行开始，该数据不在复合视频信号的每场的第18至第21行期间发送。这个实际避免了对于下面的任何变化第19行用作重影消除基准(GCR)信息，第20行用于视频传真传输和第21行用于闭合的标题信息。
关于上面的专利申请中从叙述的系统可得到的带宽适应于5.1信道Dolby AC-3音频或MPEG音频的传输。
前面的基准是使用水平同步脉冲的边缘(通常是上升缘)中的-20IRE电平中点作为每个水平扫描行中第一象素的最右缘和从些点推算所有象素时钟。当考虑数据信号时钟的基准点时出现了问题，该NTSC电视标准没有规定在水平同步脉冲边缘、色同步脉冲和GCR信号之间的时间关系上的接近容限。由于在数字信号接收机中GCR信号是在一点一点的基础上存入只读存储器(ROM)，由用于计算重影抑制滤波的加权系数调节的处理器使用，优选的发射机实际是发送的GCR信号和发送的符号时钟互相查阅。然后，数字信号接收机中的重影抑制滤波可自动地提供符号时钟相位的调整，因为该处理器试图交叉相关从发射机接收的GCR信号和存储在其ROM中的GCR信号。从发送的GCR信号通常是在该发射机本地产性的因而不依赖于远地发出的复合视频信号的观点，这个实际也是希望的，在水平同步与由差别相位失真改变的色彩副载波之间可具有定时的关系。
在接收埋入常规模拟电视信号中的数字信号的数字信号接收机中，使用同相视频检波器检波调制该VSB视频载波幅度的复合视频信号是有利的，除外正交相位视频检波器用于恢复数字信息。该复合视频信号的同步脉冲包含大量的有用的定时信息，它可用于规定数据帧、数据行和大约的PSK符号位置。这个定时信息还可用于控制由正交相位视频检波器检波的信号的帧梳状和行梳状滤波，以便抑制复合视信号的干扰残余部分。这些残余部分在0.75MHz频率之上，在该频率VSB AM视频载波开始从双边带调幅(DSB AM)载波转变为单边带调幅(SSB AM)载波，在直到残留边带滚降完成的0.125MHz频率呈现增加的能量。在每场的第19扫描行中发送的重影消除基准(GCR)信号提供了有关模8场(或半帧)计数的信息，这在数据的各帧彼此相关时是有用的。由于同相视频检波器有利地包含在数字信号接收机中，它从每场的第19扫描行检波的GCR信号总可用作计算传输信道中的多路径的基础。
BPSK的比特率必须是水平扫描频率的倍数，以便或者在发射机或者在该数字信号接收机实现部分响应滤波，和通过在该数字信号接收机中的行与帧梳状滤波实现从复合视频信号中分离BPSK。伴随电视信号的数字传输不同于原来的数字传输，在于伴随的电视信号是共用相同信道的相当高能量的信号，对于该数字传输可能是干扰信号，以致于干扰BPSK载波的恢复。但是在同时，这些强干扰电视信号在与BPSK载波的频率和相位有关的同步脉冲中包含定时信息。因此，水平同步脉冲用作一个受控振荡器的自动频率与相位控制(AFPC)电路是有利的，使受控振荡器在该数字信号接收机中用于产生时钟信号。而且，包含在这些强干扰电视信号图象场的第19扫描行中的GCR信号为信道均衡目的提供最佳的基准信号。
具有多倍水平扫描行速率的符号速率的数字数据被埋入在广播电视信号中。在数字信号接收机中，通过正交视频载波后接梳状滤波从复合视频信号中分离出该数据。通过以符号速率进行数字取样最经济地实现了梳状滤波。以过取样模数变换技术所用的符号速率和多倍的符号速率的时钟信号的再生是使用具有自动频率和相位控制的受控振荡器响应在广播电视信号中发送的水平同步脉冲进行的。水平同步脉冲通常比噪声大得多，所以受控振荡器的频率和相位随着数字信号接收机的供电或信道变化快速地调整。受控振荡器的振荡相位的微调可在随后进行以便于重影抑制滤波过程。这个调节可通过可调地延迟加在AFPC的水平同步脉冲间接进行的，因此在时钟信号加到ACC电路和梳状滤波电路时没有中断。


图1是用于接收具有埋入数字信号的电视信号和提取所埋入的数字信号的一个数字信号接收机的示意图，该数字信号接收机包括实现本发明的时钟信号产生电路。
图2是包括在图1的数字信号接收机中的重影抑制电路的示意图。
图3是用于复位图2的重影抑制电路中的一个模8场计数器的电路示意图。
图4是图1的数据分离与检波电路可采取的一个代表形式的示意图。
图1表示一个数字信号接收机40，用于从诸如天线42这样的装置接收具有埋入数字信号的电视信号和提取所埋入的数字信号。该数字信号接收机可以是在发明背景中所述的任一种类型的。调谐器43选择将由其中的第一检波器检波的电视信道，第一检波器是一个可调谐的下变频器，常规地是超外差型的，用于变换所选的电视信号为一个中频频率组和一个图象频率组。一个视频中频(IF)滤波器44选择该视频中频作为输入信号加到一个中频(IF)放大器45和抑制该图象频率组。按照目前的习惯，可使用一个表面声波(SAW)滤波器作为视频IF滤波器44和在单片集成电路(IC)中构成视频IF放大器45作为一个多级放大器而无需级间调谐。视频IF放大器45提供放大的视频IF信号给同相同步视频检波器46和正交相位同步视频检波器47。以45.75MHz的正常IF视频载波频率振荡的振荡器48无相移地提供其振荡给同相同步视频检波器46和由相移网络49以90°滞后的相移提供该振荡给正交相位同步视频检波器47。振荡器48具有响应正交相位同步视频检波器47的输出信号的自动频率与相位控制(AFPC)。同步视频检波器46和47通常与视频IF放大器45及该IC内的振荡器48的部分包括在一起。每个视频检波器46和47可以是恢复载波型的或者是真正同步型的。由同相同步视频检波器46恢复的同样变型的复合视频信号加到一个水平同步分离器50和垂直同步分离器51，它们分别从同相变型的复合视频信号中恢复水平的垂直同步脉冲。
至此所考虑的数字信号接收机40的各方面对于TV接收机设计领域的技术人员一般是熟悉的，虽然该视频IF滤波器44最好只做成约35MHz宽并且中心在约45.25MHz。这个视频IF滤波器44提供信道内和邻信道声音抑制而无需在正交相位视频检波器47之后的声音陷波滤波。这个视频IF滤波器44还抑制由同相视频检波器46检波的视频信号的色度分量和由正交相位视频检波器47检波的残余复合视频信号的色度分量。正交相位频视检波器47的带宽应该比符号速率更宽些，因而不衰减在BPSK向应的″尾部″中的上部频率。正交相位视频检波器47检波键控信号，只伴随着在750MHz以上频率的NTSC复合视频信号的那些部分。
在实际上，该数字信号接收机40通常包括重影抑制电路，在图1中没有分开和清楚地示意，但是在说明书中对照图2进一步详细地叙述。同相和正交相位视频检波器46和47的每一个在其同步检波器自身之后包括各自的重影消除与均衡滤波器，类似于用在包括在另一个视频检波器中的同步检波器之后的重影消除与均衡滤波器。双重影消息滤波器的可调参数响应于在计算机中进行的计算并行地调节，和双均衡滤波器的可调参数还响应在计算机中进行的另一步计算并行地调节。重影消除基准(GCR)信号是从由同相同步视频检波器46检波的视频信号的所选垂直消稳间隔(VBI)扫描行中提取的，当发送时GCR信号的频率延伸到4.1MHz，但是由于其有限的IF带宽在数字信号接收机中只延伸到2.5MHz左右。该GCR信号被数字化并作为输入信号加到该计算机用于计算该重影消除和均衡滤波器的可调参数。可替代地或者另外地，在正交相位视频检波器47响应中的直流或低频分量可被检测并且用作计算该重影消除滤波器的可调参数的基础。
在图1的数字信号接收机40中，响应从一个压控振荡器57接收的正弦振荡，通过一个每符号取样的计数器52计数由过零检波器56产生的脉冲产生每个符号样值计数信号。每个符号样值计数器52有四级和振荡器57的振荡的每第16个过平均轴加上一个溢出进位。符号计数信号由符号计数器53计数从每个符号取样计数器52来的溢出进位产生符号计数信号。解码器55解码达到255的符号计数以产生一个脉冲，在该过零检测器56加到计数器52的下一个脉冲时复位计数器52和53，每个符号取样计数和符号计数都返回到算术零。由解码器55产生的脉冲被加到一个AFPC检测器59，与由水平同步分离器50分离的并且受控延迟线57可调地延迟符号间隔的部分的水平同步脉冲H比较。比较的结果在AFPC检测器59内被低通滤波产生加到VCO 57的自动频率和相位控制(AFPC)电压信号。这些装置控制从行锁定的VCO 57所加的振荡的频率为16×256＝4096倍的水平扫描行频率fH或64447545Hz。有关受控振荡器所用的术语″行锁定″意味着其振荡的频率保持相对于15734.264Hz扫描行频率的恒定比率。这通常由比较其振荡频率的AFPC电路进行的，如由合适的系数分为水平同步脉冲。
键控信号和由正交相位视频检波器47检波的750KHz以上频率的NTSC复合视频信号的伴随部分被加到一个匹配滤波器60，它响应该键控制但是只是复合视频信号的伴随的高于750KHz频率分量的选择部分。匹配滤波器提供一个峰值响应，它与发射机中跃变型滤波器的滚降相符使得PSK带宽延伸足以减少符号间干扰。从该匹配滤波器60来的响应作为输入信号加到一个模数变换器(ADC)61，它最好是过取样型的。正交相应视频检波器47恢复基本上没有低于750KHz频率的复合频率信号和BPSK编码是这样的，它没有零频内容。在TV图象传输期间750KHz以上频率中没有太多的能量，正交相位同步视频检波器47响应的BPSK部分将从一个极性变为另一极性。所以ADC 61是能够数字化正极性或负极性的模拟信号型的。更具体地讲，ADC 61最好是具有单比特反馈的的多比特累计—增量变换器，如由T.C.Lesile和B.Singh在他们的文章″一种改进的累计—增量调制器结构″，1990年IEEE Symposium on circuits & systems，90CH 2868-8900000-372，第372-375中所叙述的。具有8比特分辨率的快速变换器(这是适度价格的)取样在第二阶累计—增量反馈环路中的差错信号，和单比特反馈用于减少模变换差错。第二阶累计—增量反馈环路是无条件地稳定的。对于具体的例子，对16∶1过取样率以16乘以256倍的水平扫描线速率fH的符号速率取样该差错信号，每次一个脉冲的取样在线路62上从过零检测器56每次检测在规定方向振荡器57过平均轴的振荡时收到。快速变换器的数字输出提供给该变换器61内的一个FIR低通滤波器，和这个滤波器的数字响应由再取样器以16∶1再取样，每次一个脉冲的取样在线路63上从每个符号样值计数器52的进位溢出收到。这种十中取一减少了随后的数字梳状滤波的延迟部分中所要求的存储能力的数量。以符号速率、最佳相移再取样是一种同步符号检测，它抑制以符号速率呈现变化。但是是与符号速率取样正交相移的复合视频信号的那些分量的响应。在该再取样器之前的低通滤波器抑制色度信号频率。
响应于在线路62上由过零检测器56提供的脉冲进行取样的比特ADC 64响应匹配滤波器60的响应提供一种符号比特，该比特叙述匹配滤波器60响应的极性。这个符号比特和在一个比特锁存器65中延迟了一个样值计数的这个符号比特作为各自的输入加到异或门66。异或(XOR)门66检测匹配滤波器响应，将这个检测的结果加到一个脉冲相位鉴别器67。脉冲相位鉴别器67选择地检测匹配滤波器60响应过零的偏离，如由XOR门66检测的，相对于过零检测器56检测的受控振荡器57振荡的过零的适应相移。脉冲相应鉴别器67低通滤波这些选择地检测的偏离，如取样和保持，因而产生用于调节该延迟的控制信号，受控延迟线58提供加到AFPC检测器59的水平同步脉冲H。由脉冲相位鉴别器67进行的选择的检测可在正交相位视频检波器47对复合视频信号的响应希望是零值时的垂直消隐间隔部分期间进行。由ADC 61中的快速变换器在其第二阶累计—增量差错信号数字化期间进行的过取样的相移因此被调节到最少符号间干扰。这减少了必须均衡滤波器107和111提供的符号速率时钟相位的校正，这允许具有很少抽头的滤波器提供适当的均衡。相对于从受控延迟线57提供的可调地延迟的水平同步脉冲4H，AFPC环路控制受控振荡器57振荡的频率和相位，该AFPC提供了避免ADC时钟出现″假信号″(glitch)或者在相位调节期间周期性的明显的缩短。在ADC时钟本身中试图进行相位微调节时出现这种假信号。
垂直同步分离器51将对分离的垂直同步脉冲V的″损耗″(Lossy)综合响应提供给一个阈值检测器68，其阈值电压是这样选择的当垂直同步脉冲在多于五个的半扫描行和少于七个的半扫描行综合时才超过该阈值。阈值检测器68输出信号作为第一输入信号加到一个双输入与门69，当阈值检测器的输入超过其阈值电压时该输出才是1，否则是零。解码器55产生一个1作为每个数据行(在水平扫描行的结束)中的符号计数的最后值，否则产生一个零。解码器55将其输出信号加到与门69作为第二输入信号。与门69响应在复合视频信号帧的初始场的开始出现的垂直脉冲的后边缘，提供响应于这些边缘的每个边缘各个数据帧结束脉冲，但是还响应在这些帧的各个初始的最后场之间出现的垂直脉冲的后缘。与门69响应中的数据帧结束脉冲加到一个模2数据帧计数器70作为计数输入(CI)信号，以便前进再生的数据帧计数信号，在使发射机该信号偏移该数据帧计数信号一个扫描行。用于复位数据帧计数器70的帧同步器71将对照图3在本说明书中更详细地叙述。
与门69响应中的数据帧结束脉冲作为复位(R)信号也加到数据行计数器72，以便复位作为其输出信号再生的数据行计数，它应该是524复位为算零。连接数据行计数器72以便计数从水平同步分离器50所加的水平同步脉冲H。数据行计数用于控制对询问计算机(在图1中未明确地示出)的数据的电路(在图1中也未明确地示出)包含GCR信号的VBI扫描行的选择，该计算机计算包括在视频检波器46和47中的均衡和重影消除滤波器的可调滤波参数。
数据分离和检测电路76接收ADC 61的数字响应地作为输入信号。数据分离和检测电路76的具体实施例在关于本发明的背景中叙述了。数据分离和检测电路76提供一个比特串行数字输出信号。假定在每个奇数数据帧期间发送的PSK信号在下一个偶数数据帧期间调制的相反意义上被重复，速率缓冲器77以PSK符号速率用从电路76提供的比特串行数字输出信号被写入到每隔一个数据帧。速率缓冲器77连续地被读出，以半个PSK符号速率提供它自己的比特串行数字输出信号到一个纠错码解码器78。解码器78变换其串行比较数字输入数据为并行比特形式并且校正其中的差错以提供校正的数字数据，这是数字信号接收机40的输出信号。
最后是，前向纠错码是变型的Rdde-Solomon型的和该数字信号在变换为PSK之前是由数据帧交替的数据帧。在这种情况下，速率缓冲器77包括在其中的两个帧存储器和作为去交错器工作。数据缓冲器77由数据帧计数的较高有效比特限定的，以便在数据帧对的交替1上写入其中的两个帧存储器的不同的1和读出来被选的这两帧存储的一帧以便写入。数据帧计数的较低有效比特确定何时每个数据帧对中的有效数据帧被写入作为一个去交错器2作的速率缓冲器77中。数据帧计数的较高有效比特选择用于写入的帧存储器的写地址从由计数器72提供数据行计数和由计数器53提供的每个数据行的符号计数构成。从每个符号的样值计数器52来的进位溢出脉冲由每列的符号计数器73计数而产生每列的符号计数；和从每列的符号计数器73来的进位溢出脉冲由数据列计数器74计数而产生数据列计数。在每个数据帧的开始，通过与门69的响应变为1，该计数器73和74被复位为初始计数。数据列计数的每列的信号计数一起提供对作为一个去交错器工作的速率缓冲器77中的帧存储器的读寻址，数据帧计数的较高有效比较选择用于读去交错的串行比特数据到纠错码解码器78。
图2表示图1的数字信号接收机中所包含的代表性的重影抑制电路，该重影抑制电路被设计使用重影消除基准(GCR)信号，它们实际上是美国电视广播的标准。贝塞耳(Bessel)脉冲信号被插入在所选的VBI行的前半行中，目前是指每场的第19行。贝塞耳脉冲线性调调信号中能量分布连续地在整个视频频带上具有平坦的频谱。线性调频脉冲在最低频率开始并且从该频率向上延伸到4.1MHz最高频率。在+30IRE消隐脉冲电平的线性调频脉冲在一起-10至+70IRE间摆动和在前一个水平同步脉冲的后边缘之后的一个规定时间开始线性调频脉冲信号出现在第八场周期中，其中第一、三、五和七场具有规定为正的色同步脉冲的极性，而第二、四、六和八场具有规定为负的色同步脉冲的相反极性。出现在八场周期的第一、三、六的八场中的线性调频脉信号ETP的初始凸起从+30IRE消隐脉冲电平到+70IRE电平向上摆动。出现在该八场周期的第二、四、五和七场中的线性调频脉冲信号ETR的初始凸起从+30IRE消隐脉冲电平到-10IRE电平向下摆动而且是ETP线性调制脉冲信号的结束。
在该电视接收机中用于消除重影的策略取决于所发送的GCR信号遭受了与该电视信号的其余部分相同的多路径失真。该接收机中的电路则可检查所接收的失真的GCR信号，而且利和已知的无失真的GCR信号可构成一个自适应滤波器以消除或者至少显著地衰减该多路径失真。GCR信号不应该占用VBI中的太多时间(最好不多于一个TV行)，但是仍应该保持足够的信息使该接收机中的电路能分析该多路径失真和构成一个补偿滤波器为消除该失真。在电视接收机中GCR信号用于计算重影消除滤波器的可调整加权系数，从视频检波器来的复合视频信号通过它提供重影被抑制的响应。这个重影消除滤波器的加权系数被调整，使得它的滤波特性与产生重影的传输媒介的特性互补。GCR信号可进一步用于消除与该重影消除滤波器串联连接的一个均衡滤波器的可调节加权系数，以便在通过发射机残留边带幅度调制器、接收媒介、电视接收机的前端和串联的重影消除与均衡滤波器的整个接收路径上提供基本上平坦的频谱响应(或其它优选的频谱响应)。
参照图2和3所述的重影抑制电路适用于数字信号接收机，其中视频IF滤波器45抑制具有下一个较高信道号的相邻信道。每个GCR信号的贝塞尔脉冲线性调频信号分量连续在视频频带上具有一个平坦的频谱线性调频脉冲信号在最低频率开始和从该频率到4.1MHz最高频率自上延伸。在优选的设计中，视频IF滤波器44的较低截止频率在频率上足够的高，超过2MHz左右，而能滚降由同相视频检波器46检波的每个GCR信号的贝塞尔脉冲线性调频信号分量。
在图2中，由同相视频检波器46检波的复合视频信号和埋入其中的PSK副载波残余由一个模数变换器104数字化，在结构和操作上类似于上面参照图1所述的ADC 61。在图2中，ADC 104将具有埋入其中的PSK残余的数字化同相复合视频信号作为输入信号提供给一个串联连接的后置重影消除滤波器105，它是一个IIR型的自适应滤波器；一个前置重影消除滤波器106，它是一个FIR型的自适应滤波器；和一个均衡滤波器107，它是一个FIR型的自适应滤波器。均衡滤波器107的响应由一个数模变换器108变换回到模拟形式加到水平同步分离器50和图1数字信号接收机的垂直同步分离器51。
在图2中，如在图1中那样，由正交相位视频检波器47检波的和由匹配滤波器60滤波的PSK副载波和复合视频信号的上部频率由一个模数变换器61数字化。从ADC 61来的输出信号作为输入信号加到串联连接的一个后置重影消除滤波器109，它类似于后置重影消除滤波器105；一个前置重影消除滤波器110，它类似于前置重影消除滤波器106；和一个均衡滤波器111，它类似于均衡滤波器107。均衡滤波器111的响应作为输入信号加到图1的数据分离与检测电路76。
滤波系数计算机112计算自适应滤波器105-107和109-111的加权系数。这些加权系数是二进制数，这些二进制数由滤波系数计算机112写入数字滤波器105-107和109-111内的寄存器中。在IIR滤波器105和109中，存储在其寄存器中的加权系数用作乘数信号，以便将接收的滤波器输出信号数字的乘以作为被乘数信号的不同延迟量。从数字乘法得到的乘积信号在数字加法器/减法器电路中进行代数组合产生IIR滤波响应。在每个FIR滤波器106，107，110和111中，存储在其寄存器中的加权系统用作乘数信号，用于将接收的滤波器输入信号数字的乘以作为被乘数信号的不同延迟量。在每个FIR滤波器106，107，110和111中，从数字乘法得到的乘积信号在数字加法器/减法器电路中进行代数组合产生一个FIR滤波器的加权的和响应特性。
FIR滤波器106、107、110和111中的抽头数取决于试图进行重影抑制的范围。为保持滤波器成本在市场限定内，典型地FIR滤波器106和110的每一个具有大约64抽头，从该直接的信号以6微秒长的位移抑制重影。用于频率均衡的FIR滤波器107和111的每一个只需有32抽头左右。FIR滤波器107和111典型地要求校正带内视频响应，该响应可在3.6MHz以20dB进行滚降，但是在2.6MHz滚降通常少于10dB。滚降通常可归因于广播接收中天线方向不正确。在一些设计中串联的FIR滤波器106和107以具有约80抽头的单个FIR滤波器代替，作为串联的FIR滤波器110和111。
要求在从该直接信号位移40微秒的整个范围内抑制后置重影的IIR后置重影消除滤波器105和109的每一个可以是600抽头长。但是，由于后置重影通常是非重叠的并且以离散位移出现，滤波器105和109的很多抽头的加权系数是零值或接近零值。IIR滤波器105和109中的每条抽头延迟线通常设计成串联连接的十抽左右的延迟线，散置在可编程的″大容量″的延迟设备中，使滤波器105和109的每个成为有时称为″稀少加权″滤波器。十抽头左右延迟线提供信号给数字乘法器以便加权。在这些十抽头左右的延迟线的每条线的相连抽头之间的增加的延迟为半个符号间隔。每个可编程的大容量延迟设备包括不同长度的延迟线，它们链接在一起可响应以二进制数表示的控制信号受控制。这种稀少加权滤波器包括用于表明该可编程延迟设备延迟的二进制数的寄存器，这些寄存器的内容也由滤波系数计算机112控制。
IIR滤波器105和109可包括在一起集成器件中，相同的寄存器组存储这两个滤波器的加权系数和大容量延迟编程信息。FIR滤波器106和110可包括一个集成器件中，相同的寄存器组存储这两个滤波器的加权系数。FIR滤波器107和111可包括在一个集成器件中，相同寄存器组存储这两个滤波器的加权系数。
在图2中，由垂直同步分离器51分离的垂直同步脉冲由一个三级场计数器113进行模8计数，产生一个模8场计数。这个三级场计数器113的两级是图1的数据帧计数器70。计数器113的第一级产生相应于模2数据帧对计数的一个计数，由图1的速率缓冲器77的用于选择两个帧存储器中的哪一个被写入和哪一个被读出。计数器113的中间级产生相应于模2数据帧计数的一个计数，由图1的速率缓冲器77用于作为两个帧存储器中被选为写入的那个帧存储器的进一步写启动信号。模8场计数、从计数器53来的每个数据行的符号计数和从计数器64来的数据行计数可由滤波系数计算机112用来定时其操作，虽然提供这些计数到计算机112的连接从图2中省略了以减少其复杂性。解码器114和115响应相应于视频信号行计数分别是19和251的数据行计数，提供1给或门116。或门116响应于在包含GCR信号的每个垂直消隐间隔中的扫描行期间提供一个1，控制多路复用器117的输出信号相应于作为第一输入信号加到滤波器105、106和107的串联连接的输出来的数字化复合视频信号，而不是相对于作为第0个输入信号所加的布线零。
滤波系数计算机112具有对滤波器105-107的工作参数和滤波器109-111的类似工作参数的控制。所以，通过滤波器105-107的工作参数的控制，计算机112可选择在这些滤波器串联连接中的点，GCR信号从这一点由包括元件114-117的GCR信号分离器分离出。例如，加到串联连接的滤波器105-107的输入信号通过设定在IIR滤波器105中的递归路径的加权系数为零值由计算机112选择经GCR信号分离器，因此IIR滤波器105的输出响应相应于其输入信号；通过设定所有的加权系数为零，除了一个单一值1规定在FIR滤波器106的Kernel中心之外；和设定所有的加权系数为零，除了一个单一值1规定在FIR滤波器107中的Kernel中心之外。在去重影滤波器的输出提取GCR信号使得能实现″闭合环路″去重影过程。可替代地，人们可进行电路安排以实现更直接和更快的选择串联连接的滤波器105-107中的点，GCR信号从该点被分离出。
在图2中，由随机存储存储器(RAM)提供一个暂时(扫描)行存储器118，RAM被安装用于先读后写操作，因为其存储单元的每个单元是按照每个数据行的符号计数顺序寻址的。这些相同的地址加到滤波系数计算机112，当分离的GCR信号从暂时行存储器118转送给它时，用于寻址一个行存储寄存器。暂时行存储器118在安排中被连接用于在八个连续场的每个象素的基础上累加第19 VBI行GCR信号，在瞬时滤波操作中，从在第19 VBI扫描期行间出现的其它信号中分离出贝塞耳线性调频脉冲信息。
在图2电路中的部件113-123组成构成一个GCR信号平均滤波器，执行这个低通瞬时滤波操作，它相关在第19 VBI扫描行期间出现的贝塞耳线性调频脉冲信息，与简单地使用选通从如所出的第19 VBI扫描行中分离出贝塞耳线性调频脉冲信息相比，提供了改进的信噪比。当8个GCR信号的相应象素在场000的第19行期间已累加时，如由解码器15所确定的，8场序列的第八和最后的场包括在内，在数据行计数相应于一个视频信号行计数时的场000的任何行期间，分离的贝塞耳线性调频脉冲信息串行地每次一个象素地装入滤波系数计算机112的一个寄存器中，该视频信号计数在20至261的范围中。在图2中，当解码器143确定数据行计数相应于视频信号行计数即262时，在该8场序列的最好场最后行期间行存储118的数据被清除。
暂时行存储器118必须具有存储第16并行比特样值的能力，假定这是在一个符号的基础上累加以过串联的滤波器105-107从ADC104所加的数字化复合视频信号的8个并行比特样值的8行。符号的算法最好是2的补码算法。在操作暂时行存储器118作为GCR信号的一个符号累加器的装置的部分实施例中，数字的加法器/减法器119将16平行比特输出信号加到暂时行存储器118作为其写输入信号。数字的加法器/减法器119接收作为第一输入的多路复用器120的输出信号，该信号通常相应于作为多路复用器120的第0个输入接收的、从暂时存储器118的读出。数字的加法器/减法器119接收作为第二输入的多路复用器117的8并行比特输出信号，与8个布线零一起作为一个符号比特的延伸。
解码器121解码是1，3，6或0(即8)的模8场计数，给数字加法器/减法器119提供逻辑0，以决定其相加输入信号。解码器121解码是2，4，5或7的调制器8场计数，给数字加法器/减法器119提供逻辑1，以决定从其第一输入信号(由复用器120提供)减去其第二输入信号(由复用器117提供)。这种安排在暂时行存储器118中累加如下函数(场001行19)-(场010行19)+(场011行19)-(场100行19)-(场101行19)+(场110行19)-(场111行19)+(场000行19)当数据的各帧被发送两次的时候，在NTSC电视信号连续数的帧的一个奇数帧期间在第一逻辑读出中传送第一次，并且在这些帧的下一个偶数帧期间在对应于第一次的第二逻辑读出中传送第二次，该数据在最终累加中平均为零。当数据的各帧只发送一次，数据传输可以在各场的第19扫描行期间被中断，以便累加的GCR信号结果不被该数据影响。
在各8场序列的第8场最后一行期间，使得复用器120的普通0控制信号为1。这个1决定复用器120提供相应于给它的第一输入的一个输出信号，它包括16个布线零并行比特的一个算术零。这导致暂时存贮器118中累加结果复位为算术零。复用器120的控制信号被示于图2中，如由两输入端与门122所产生。解码器143产生到与门122的输入信号之一，当并且仅当数据行计数相应于视频信号扫描行计数262时，提供一个1给与门122。解码器123解码来自场计数器113的模8场计数，以产生给与门122的其它输入信号。各八场序列的第八场从场计数器113产生一个000的模8场计数，使得解码器123提供一个1给与门122。给与门122的这两个输入信号仅在各八场序列的第八场的最后一行期间为1，在这行期间与门122提供一个1给复用器120作为其控制信号，使存储在暂时行存储器118中的累加结果被复位为算术零。
当存储在暂时行存储器118中的累加结果可用来转移入计算机112内部存储器内的重影贝塞尔线性调频脉冲(chirp)寄存器的时候，两输入端与门124加一个1到滤波系数计算机112。解码器123的输出信号是与门124的输入信号之一，并且仅在各八帧序列的第八帧期间是1。解码器125解码数据行计数而产生给与门124的其它输入信号，在视频扫描行20至261期间它是1。因此，存于暂时行存储器118中的累加结果可以在各八帧序列第八帧中包括扫描行20至261的周期期间的任何时候转移到计算机112的内存。
在实际中，最好暂时行存储器118存储取样的约两个扫描行，以便后重影的去重影范围能够扩展到20μs左右。在用作暂时行存储器118的RAM中的存储单元可以用数据和计数与每数据行符号计数的最低有效比特一起编址。当并且仅仅当数据行计数是19或20的时候，该解码器114由产生1的一个解码器取代，而当并且仅仅当数据行计数响应于251或252视频扫描行计数时，该解码器116由产生1的一个解码器取代。为了改善所恢复的GCR信号的信噪比，最好平均该GCR信号不仅只在8个扫描行19，而是在16个(或者8的更多倍)扫描行19。这可以通过改善图2的行19累加电路或通过在计算机112中进一步平均的安排来实现。
图3示出了复位模八场计数器113的电路，以便其计数用四场被正确的定相或失相。暂时行存储器126被示为由来自计数器53的每数据行符号计数编址的一个随机存取存储器。行存储器126被安排为读然后写操作。仅在各场第19扫描行期间由或门116发出的逻辑1被提供给复用器127，以便用从ADC104提供的数字化的第19扫描行取样决定暂时行存储器126的更新。在其它扫描行期间，由或门116发出的逻辑0决定复用器127提供从暂时行存储器126读出的数据，以便写回。
暂时行存储器126具有由来自过零检测器56的输出信号锁定的象素锁存器128和129(时钟连接未示于图3中)。象素锁存器128和129被用于分别暂时地存储写入暂时行存储器126最后象素和从暂时行存储器126读出的最后象素，在时间上这些样值分别为数字减法器130减数和被减数输入信号的样值对准。来自减法器130的象素取样的差信号除第19扫描行外全都是零值。来自减法器130的差信号提供给一个绝对值电路131。做为例子，该绝对值电路131包括一个数字控制加法器/减法器，接收布线算术零作为其被加数/被减数输入信号，接收来自减法器130的差信号作为其被加数/被减数输入信号，和响应于当该比特是0时要加上及该比特是1时要减去。
用于绝对值电路131输出信号连续样值的累加器132包括一个用于暂存累加结果的连续值的输出锁存器133，一个用于把绝对值电路131输出信号的连续样值加到累加结果以增大其值的加法器134，和用于选择地把该增大的累加结果加到该输出锁存器133以更新其内容的一个复用器135。每当或门116没有提供指示GCR信号出现在当前扫描行中的1时，复用器135被布线以插入算术零到输出锁存器133。响应于来自所说的这些扫描线部分的计数器53的每数据行符号计数的解码器136可能包括提供一个1的贝塞尔线性调频脉冲信息，在与门137中它与来自过零检测器56的输出信号相与。输出锁存器133被定时从接收仅响应于从与门137所接收的1的输入数据。
当前和前一场十九行的差的绝对值的连续样值，如由绝对值电路131串行提供的，利用累加器132进行累加。在当前场不是场001或场101时该累加的结果应该具有可估计的值。场000和场001的第19行都包括ETP信号，因此若无噪声，它们的差应该是零值。场100和场101的第19行都包括ETR信号，因此若无噪声，它们的差是零值。当累加结果实际上大于算术零时阈值检测器138的输出信号是1，反之为0，该输出信号由非门139补码以提供与门140的四个输入信号之一。检测器141检测来自计数器113除001或101以外的场计数，以提供一个1给该与门，该1指示场计数被失相并使计数器113复位。检测第19行出现的或门116的输出信号和响应计数器53的每数据行符号计数去检测扫描行结尾的检测器142的输出信号是给与门140的其它两个输入信号。假定场计数不是001或101，与门140产生一个1，在由同相视频检测器49检测的复合电视信号中的场000或场100第19行结尾复位计数器113为001场计数。
回到图2，如果由场计数器113提供的模8场计数被正确的定相，在代数累加周期的最后一场中，场000期间暂时行存储器118的获得的累加结果将是八倍的ETP贝塞尔线性调频脉冲信号，没有伴随的水平同步脉冲，包括色同步脉冲和+30IRE消隐脉冲电平的前沿，后沿。另一方面，如果由场计数器113提供的模八场计数失相四场，在代数累加周期的最后一场在场000期间暂时行存储器118中获得的累加结果将是八倍的ETR贝塞尔线性调频脉冲信号，没有伴随的水平同步脉冲，包括色同步脉冲和+30IRE消隐脉冲电平的前沿和后沿。在朝着减少幅度方向中的布线的三个二进制位置移位在八场的000期间除以在暂时行存储器118中获得的累加结果，并且其结果的商数作为ETR或ETR信号被加至滤波系数计算机112。
适于执行与在内部寄存器所存储无重影贝塞尔线性调频脉冲函数ETP或ETR相关的滤波系数计算机12被编程执行一个相关子步骤，以确定在场000期间从暂时行存储器118接收的输入是ETP信号，是ETR信号，还是与ETP或ETR信号不相关。这个过程使滤波系数计算机112能够确定何时没有GCR信号包含在由同相视频检测器49检测的复合电视信号中。然后，计算机112可以把如存储在寄存器中的预定″旁路模式″的加权系数加至滤波器105，106和107，就象在重影抑制电路初始加电时那样。
在图2和图3中的重影抑制电路被描述和要求于Chandrakant B，和Jian Yang在1992年12月2日申请的美国专利申请序号07/984，488中，其名称为″GHOST CANCELATION REFERENCE ACQUISITIONCIRCUITRY，AS FOR TV RECEIVER OR VIDEO RECORDER″，并根据事先存在的发明人在完成发明时转让他们发明的契约转让给SamsungElectronics，Co.，Ltd.。该申请被结合用于对在图2和图3重影抑制电路中计算滤波器的滤波参数方法的详细公开。计算那个电路中滤波器的滤波参数的方法更一般地由Chandrakant B和JianYang在1992年12月2日申请的美国专利申请序号07/984，488，其名称为″GHOST CANCELATION REFERENCE SIGNAL ACQUISITIONCIRCUITRY，AS FOR TV RECEIVER OR VIDEO RECODER″中叙述，并根据事先存在发明人在的完成发明时转让他们发明的契约转让给SamsungElectronics，Co.，Ltd.。不是响应于在图1单元64-67中执行检测过程调整可调延迟线58的延迟，该延迟可以作为重影删除过程的一部分被调整。
图4示出了图1中数据分离和检测电路76可采用的一个特殊形式200，该形式被描述于1994年1月5日申请的美国专利序号08/179，588中。这个特殊的数据分离和检测电路200表明了本发明的一个方面，其中响应于ADC 61所提供的数字化样值的帧梳状滤波器201包括一个数字帧存储器202，它是由图1的计数器53和72所提供的每行符号和数据行计数编址的随机存取存储器。图4的电路200进一步表明了本发明的一个方面，其中响应于ADC 61所提供的数字化样值的行梳状滤波器203包括数字行存储器204和205，它们是由图1计数器53的每行符号计数编址的随机存取存储器。图4的电路200还进一步地表明了本发明的一个方面，其中响应于ACD 61所提供的数字化样值的后置行梳状部分响应滤波器206包括数字行存储器207和208，它们是用图1计数器53的每行符号计数编址的随机存取存储器。
特别是，帧梳状滤波器201的输入端209接收直接来自ADC 61的数字样值加到数字减法器210的被减数输入和数字帧存储器202的输入。从数字帧存储器202读出的数字样值被用作数字减法器210的减数输入。帧存储器202是一个以读然后写模式操作的RAM，该RAM以作为行地址从计数器72提供的数据行计数和作为列地址从计数器52提供的每数据行符号计数进行编址。存储于数字帧存储器202各可寻址存储单元中的样值典型地在它们中具有至少十二个比特。减法器210，和帧存储器202一起形成一个高通帧梳状滤波器201从减法器210的输出提供给端子211对在输入端209收到的数字样值的高通帧梳状滤波响应，在该响应中，描述静止图象的亮度(luma)分量被抑制。
端子211不仅用作高通帧梳状滤波器201的输出端，而且还作为高通行梳状滤波器203的输入端，以接收高通帧梳状滤波器的响应和抑制在数据分离滤波输出端212提供的其响应中描述运动图象的亮度分量。在输出端212提供的响应中，亮度分量被抑制，它主要构成5电平形式的高通梳状滤波数字信号样值。
当数据行计数指示该数据帧最后一行已到达并产生作为在其它所有时间的输出的逻辑0时，响应于数据行计数的解码器213产生作为输出信号的一个逻辑1。解码器213的输出信号作为控制信号被加给复用器214和215，各复用器具有相应的布线算术零的第一输入和相应的第二输入。复用器214和215具有分别连接到数字行存储器204和205相应写输入的相应输出，它们是以1-H延迟线操作的RAM。在延迟等于复合电视信号(63.5μs)水平扫描行期间后，1-H延迟线输出信号再生加到那里的输入信号。1-H延迟线204和205是用符号计数器52来的每行符号计数编址并以读然后写模式操作的相应RAM。在各数据帧最后一行期间来自解码器213的作为输出信号提供的逻辑1决定复用器214和215把算术零样值的相应行写入各个1-H延迟线204和205。接着，在各数据帧的初始行期间算术零样值的行从1-H延迟线204和205中被读出，这样做是为了后置行梳状部分响应滤波器206能适当地复位。
在高通行梳状滤波器206正常操作期间，从解码器213提供一个逻辑0作为输出信号。对于从解码器213作为控制信号提供的逻辑0的响应，在其加至1-H数字延迟线204输入的输出信号中，复用器214复制经端子211中至复用器214第二输入端的高通帧梳状滤波响应。对于从解码器213作为控制信号提供的逻辑0的响应，在其加至1-H数字延迟线205输入的输出信号中，复用器215复制来自数字减法器216的差输出信号。减法器216组合该高通帧梳状滤波响应和延迟了一个水平扫描行持续期间的那个响应；并且数字减法器217组合来自减法器216的差输出信号和延迟了一个水平扫描行持续期间的差输出信号，因而在输出端子212产生了对于从减法器210输出加至端子211的高通帧梳状滤波器响应的一个高通行梳状滤波器响应。
行梳状滤波器203把BPSK信号转变成为5电平数字信号，而不是使它留在二进制形式。在这个例子中，符号判决电路220具有范围分别为-2，-1，0，+1，+2的五个比较器。符号判决电路220包括一个绝对值电路221，它产生对于来自数字分离滤波器203输出信号响应的一个已调整数字信号。绝对值电路221的已调整信号响应是描述在直流电压消隐脉冲电平上重合的三进制(或三电平)键控信号，而不是描述二进制编码的键控信号，因此这个调整过的数字响应被加至一个双阈值检测器222。双阈值的阈值检测器222接收来自绝对值电路221的符号流并制定是否该符号很可能是0，很可能是1或很可能是2，这些2等于0。该双阈值阈值检测器222典型地包括两个数字比较器(每个都安排为单阈值检测器工作，第二个单阈值检测器以第一个单阈值检测器阈值数字值的两倍的阈值数字值工作)和用于根据阈值检测结果判决符号等同的一些简单逻辑电路。若没有一个阈值数字值被超过，或这两个阈值数字值都被超过，则该逻辑电路指示这个符号最可能是0。如果仅仅较低的阈值数字值被超过则该逻辑电路指示这个符号最可能是1。该双阈值检测器222最好是这种形式，在该形式中为确定阈值检测的阈值而加到比较器的数字值响应符号长度而自动地调正。在这种情况下，双阈值检测器222具有用于检测由绝对值电路221提供的符号流的平均电平，或其平均峰值电平，或这两者的相关电路，有一个电路，用于估算数字比较器提供的检测数字值各电平值。当全电视信号对正交相位视频检测器的检测信号几乎没有能量贡献时，决定符号判决阈值的检测过程在垂直消隐期间最好选择地执行。
来自双阈值检测器222的比特串行信号经部分响应滤波器206的输入端231加至二输入端的异或(XOR)门232的第一输入端。一个二输入端的复用器233具有加有布线0的第一输入，加有XOR门232响应的第二输入和连接到1-H数字延迟线207输入的一个输出。该数字延迟线207在其到XOR门232的第二输入的输出连接上提供一个对延迟了一个水平扫描行持续期间的复用器233的输出信号的响应。单元232，233和207提供一个后置行梳状部分响应滤波器206的初始部分；而单元234，235和208提供后置行梳状部分响应滤波器206的最后部分。二输入端的异或门234具有与XOR门232的输出相连接、用于提供前置行梳状部分响应滤波初始部分响应的第一输入。二输入端的复用器235具有加有布线零的第一输入，加有XOR门234响应的第二输入，并具有连接到1-H数字延迟线208输入的一个输出。数字延迟线208在其到XOR 20第二输入的输出连接上提供对延迟了一水平扫描行持续期间的复用器235的输出信号的响应。各复用器233和235接收作为其控制信号的解码器213的输出信号。
仅在各数据帧最后一行期间解码器213的输出信号才为1，决定复用器214和215把算术零的样值送至数字分离滤波器203中的1-H数字延迟线204和205，并且决定在部分响应滤波器206中的复用器233和235把逻辑零样值送入1-H数字延迟线207和208。这些过程允许在后置行梳状部分响应滤波器中1-H数字延迟线207和208的内容被周期地初始化，与在数据分离滤波器203的高通行梳状滤波部分中1-H数字延迟线204和205的内容初始化同步。由于在垂直消隐期间进行了这个周期的初始化，所以没有明显的起干扰信号作用的NTSC视频信号的残余。由于在色同步信号没传送扫描行期间数据帧的开始和结束，及由于正交相位视频检测器47在所有时间抑制低于750KHz的NTSC视频信号残余，所以在水平消隐期间它很平坦，而消除了作为干扰信号的同步和量化脉冲。
包括单元208，234和235的后置引梳状部分响应滤波器最后部分的响应出现在XOR门234的输出端，并被加到部分响应滤波器206的输出端236。由于这些数据帧被重复，所以不需要后置帧梳状部分响应滤波器。
帧梳状滤波器201和行梳状滤波器203的次序可以在图4所示的顺序反过来。1994年1月5日申请的美国专利申请序号为08/179，588示出一种图4电路的变形，其中涉及行梳状滤波器203和后置行梳状部分响应滤波器206的复位过程在发生初始数据被检测时执行。这适于重新安排复用器214，215，233和235在1-H延迟线存储器204，205，207和208之后不是先于它。
虽然本发明特别参考用于恢复埋藏于模拟电视信号中的数字信号的接收机进行叙述，它已经应用于模拟系统。例如，它对于在1992年5月12日公告的C.H.Strolle等人的名为″VIDEO SIGNALRECORDING SYSTEM ENABLING LIMITED BANDWIDTH RECORDINGAND PLAYBACK″的美国专利5,113,262中描述的那种使用折叠频谱亮度信号的模拟磁带记录的系统是有用的。在这种系统中，该数据以与水平同步脉冲相同的频率调制的亮度载波中编码，而不是靠水平同步脉冲在正交于描述视频载波调制的边带中编码。本发明例如在高清晰度电视系统中也是有用的，在那里数据行同步信号或行同步信号采用可识别码组的形式，而不是同步脉冲。该数据行同步信号或行同步信号是利用一个匹配滤波器检测的并用作为AFPC电路的一个输入信号。
当本发明在这些系统而不是在NTSC模拟电视信号中埋藏PSK信号的系统中实施时，对模/数变换器的比特分辨(bit-resolution)的要求是更适合的，所以在模/数变换期间的过取样可被避免。在这种情况下，控制振荡器或过零检测器的输出信号可直接由模/数变换器用于定时视频检测器响应的样值；并且每符号样值计数器和每行符号计数器由一个每行样值计数器所取代。
权利要求
1.在接收含有以行速率出现的行同步信号和含有具有行速率倍数的符号速率表示的数字数据的模拟信号的所接收的信号的一个数字信号接收机中，时钟再生电路包括一个控制振荡器，用于以一个频率产生振荡，该频率根据一个自动频率和相位控制信号被控制和能被控制成所述符号速率的倍数；一个分频器，用于以等于认为在连续行同步信号中相应点之间出现的所述振荡数的一个因数分频所述控制振荡器振荡的频率，以产生一个自动频率和相位反馈信号；响应于所述的接收信号装置，用于检测在所述接收信号中出现的所述行同步信号，以产生行同步脉冲；一个控制延迟线，用于从由一个延迟控制信号控制的量延迟所述的行同步脉冲，而提供延迟的行同步脉冲；一个自动频率和相位控制检测器，用于响应在所述自动频率和相位控制反馈信号和所述延迟线同步脉冲相应频率和相应相位的差，产生所述的自动频率和相位控制信号，而完成把自动频率和相位控制信号加至所述控制振荡器的第一反馈环路；一个响应于所述控制振荡器振荡模/数变换器，用于取样和数字化表示数字数据的所述模拟信号，因此以所述的符号速率产生表示所述的数字的数据数字化信号样值；和一个装置，用于确定在以所述符号速率产生的所述数字化信号样值中的取样相位误差，因此产生加于所述控制延迟线的所述延迟控制信号，以完成调整在所述数字化信号样值中的取样相位使符号间干扰最小的辅助反馈环路。
2.如权利要求1的时钟再生电路，其中所述的第一模/数变换器是过取样型的，根据以至少两倍于所述符号速率的过取样速率提供的第一时钟取样表示数字数据的所述模拟信号，并且根据第二时钟信号以所述的符号速率提供所述的数字化信号样值；和其中所述的分频器包括一个过零检测器，用于响应于所述控制振荡器的振荡产生所述的第一时钟信号；计数所述第一时钟信号出现的第一计数器，用于产生一个第一计数信号；检测所述第一计数信号到达指示每符号周期规定样值数的值的每个时间的装置，用于产生所述的第二时钟信号；把所述第二时钟信号提供给所述第一计数器的装置，用于复位所述第一计数信号为其初始值；计数各行或线周期(line periold)中所述第二时钟信号出现的第二计数器，用于产生一个第二计数信号；检测所述第二计数信号到达指示每行规定符号数的值的各时间的装置，用于产生作为所述自动频率和相位控制反馈信号加至所述自动频率和相位控制检测器的一个第三时钟信号；和把所述的第三时钟信号加至所述第二计数器的装置，用于复位所述的第二计数信号为其初始值。
3.如权利要求2的时钟再生电路，进一步包括计数各行或线周期中所述第三时钟信号出现的第三计数器，用于产生一个第三计数信号；检测所述第三计数信号到达指示每帧规定行或线数的值的各时间的装置，用于产生一个第四时钟信号；和把所述的第四时钟信号提供给所述第三计数器的装置，用于复位所述的第三计数信号为其初始值。
4.如权利要求3的时钟再生电路，进一步包括计数所述第二时钟信号出现的第四计数器，用于产生一个第四计数信号；检测所述第四计数信号到达指示每列规定符号数的值的各时间的装置，用于产生一个第五时钟信号；把所述的第五时钟信号加至所述第四计数器的装置，用于复位所述的第四计数信号为其初始值；计数各行周期中所述第五时钟信号出现的第五计数器，用于产生一个第五计数信号；和把所述第四时钟信号加至所述第五计数器的装置，用于复位所述的第五计数信号为其初始值。
5.如权利要求4的包含在所述数字信号接收机中的时钟再生电路，还与以下装置组合响应于来自所述模/数变换器各样值的装置，用于决定由那个样值所描述的符号值，而再生一个相应的符号指示；和用于所述符号指示的一个去交错器，包括接收所述第二计数信号和所述第三计数信号作为写地址信号及接收所述第四计数信号和所述第五计数信号作为读地址信号的随机存取存储器。
6.如权利要求4的包含在所述数字接收机中的时钟再生电路，与下面装置组合接收来自模/数变换器样值的一个重影抑制滤波器，用于提供去重影的样值；响应各个去重影样值的装置，用于判决由那个样值所描述的一个符号值，而再生一个相应的符号指示；和用于所述符号指示的一个去交替器，包括接收所述第二计数信号和所述第三计数信号作为写地址信号及接收所述第四计数信号和所述第五计数信号作为读地址信号的随机存取存储器。
7.如权利要求1的时钟再生电路，其中所述的分频器包括计数所述控制振荡器振荡出现的第一计数器，用于产生一个第一计数信号；检测所述第一计数信号到达指示每行所述控制振荡器规定振荡数的值的各个时间的装置，用于产生作为所述自动频率和相位控制反馈信号加至所述自动频率和相位控制检测器的第一时钟信号；和把所述第一时钟信号加至所述第一计数器的装置，用于复位所述的第一计数信号为其初始值。
8.如权利要求7的时钟再生电路，进一步包括计数所述第一时钟信号出现的第二计数器，用于产生计数行或线的一个第二计数信号；检测所述第二计数信号到达指示每帧规定的行或线数的值的各个时间的装置，用于产生一个第二时钟信号，和把所述的第二时钟信号加至所述第二计数器的装置，用于复位所述第二计数信号为其初始值。
9.如权利要求8的时钟再生电路，进一步包括计数所述控制振荡器振荡出现的第三计数器，用于产生一个第三计数信号；检测所述第三计数信号到达指示每列规定符号数的值的各个时间的装置，用于产生一个第三时钟信号；把所述第三时钟信号加至所述第三计数器的装置，用于复位所述的第三计数信号为其初始值；计数各行周期中所述第三时钟信号出现的第四计数器，用于产生一个第四计数信号；和把所述的第二时钟信号加至所述第四计数器的装置，用于复位所述的第四计数信号为其初始值。
10.如权利要求9包含在所述数字信号接收机中的时钟再生电路，还与以下装置组合响应来自所述模/数变换器各样值的装置，用于判决那个样值所描述的符号值，而再生一个相应的符号指示；和用于所述符号指示的一个去交错器，包括接收所述第一计数信号和所述第二计数信号作为写地址信号及接收所述第三计数信号和第四计数信号作为读地址信号的随机存取存储器。
11.如权利要求9包括在所述数字信号接收机中的时钟再生电路，还与以下装置组合接收来自所述模/数变换器样值的一个重影抑制滤波器，用于提供去重影的样值；响应于各个去重影样值的装置，用于判决那个样值所描述的符号值，而产生一个相应的符号指示；和用于所述符号指示的一个去交错器，包括接收所述第一计数信号和所述第二计数信号作为写地址信号及接收所述第三计数信号和所述第四计数信号作为读地址信号的随机存取存储器。
12.如权利要求1的时钟再生电路，其中所述的行同步信号包括同时含有在所述接收信号中表示数字数据的所述模拟信号的行同步脉冲。
13.接收含有以行速率出现的行同步信号和含有具有以行速率倍数的符号速率表示数字数据的模拟信号的所接收的信号的一个数字信号接收机中，时钟再生电路包括一个控制振荡器，用于以一个频率产生振荡，该频率根据一个自动频率和相位控制信号被控制和能被控制成所述符号速率的倍数；一个分频器，用于从等于认为在连续行同步信号中相应点之间的所述振荡数的一个因数分频所述控制振荡器振荡的频率，以产生一个自动频率和相位反馈信号；用于分离来自所述接收信号的所述行同步脉冲的装置，以提供分离的行同步脉冲；一个控制延迟线，用于以延迟控制信号的控制量延迟所述分离的行同步脉冲，而提供延迟的行同步脉冲；一个自动频率和相位控制检测器，用于响应在所述自动频率和相位控制反馈信号和所述延迟线同步脉冲的相应频率和相应相位的差，产生所述的自动频率和相位控制信号，而完成把自动频率和相位控制信号加至所述控制振荡器的第一反馈环路；响应于所述控制振荡器振荡的第一模/数变换器，用于取样和数字化表示数字数据的所述模拟信号，因此以所述的符号速率产生表示所述数字数据的数字化信号样值；和一个装置，用于确定在以所述符号速率产生的所述数字化信号样值中的取样相位误差，因此产生加于所述控制延迟线的所述延迟控制信号以完成调整所述数字化信号样值中的取样相位使符号间干扰最小的辅助反馈环路。
14.如权利要求13的时钟再生电路，其中所述的第一模/数变换器是过取样型的，根据以至少两倍于所述符号速率的过取样速率提供的第一时钟信号取样表示数字数据的所述模拟信号，并且根据第二时钟信号以所述的符号速率提供所述的数字化信号样值；和其中所述的分频器包括一个过零检测器，用于响应于所述控制振荡器的振荡产生所述的第一时钟信号；计数所述第一时钟信号出现的第一计数器，用于产生一个第一计数信号；检测所述第一计数信号到达指示每符号周期规定样值的值的各个时间的装置，用于产生所述的第二时钟信号；把所述的第二时钟信号提供给所述第一计数器的装置，用于复位所述第一计数信号为其初始值；计数各行周期中所述第二时钟信号出现的第二计数器，用于产生一个第二计数信号；检测所述第二计数信号到达指示每行规定符号数的值的各个时间的装置，用于产生作为所述自动频率和相位控制反馈信号加至所述自动频率和相位检测检测器的一个第三时钟信号，和把所述的第三时钟信号加至所述第二计数器的装置，用于复位所述的第二计数信号为其初始值。
15.如权利要求13包含在所述数字信号接收机中的时钟再生电路，还具有一个行梳状滤波器，响应于由所述第一模/数变换器以所述符号速率产生的表示所述数字数据的所述数字化信号样值，所述的行梳状滤波器至少包括由所述第二计数信号编址的一个行存储存储器。
16.如权利要求13包括在所述的数字信号接收机中的时钟再生电路，还具有一个重影抑制滤波器，响应于由所述第一模/数变换器从所述符号速率产生的表示所述数字数据的所述数字化信号样值，以提供相应的去重影样值；响应于所述去重影样值的一个行梳状滤波器，所述的行梳状滤波器包括至少由所述第二计数信号编址的一个行存储存储器。
17.如权利要求14的包含在所述数字信号接收机中的时钟再生电路，还具有计数各行周期中所述第三时钟信号出现的第三行计数器，用于产生一个第三计数信号；检测所述第三计数信号到达指示每帧规定行数的值的各个时间的装置，用于产生一个第四时钟信号；和把所述第四时钟信号提供给所述第三计数器的装置，用于复位所述的第三计数信号为其初始值。
18.如权利要求14的包含在所述数字信号接收机中的时钟再生电路，还具有计数各行周期中所述第三时钟信号出现的第三计数器，以产生一个第三计数信号；检测所述第三计数信号到达指示每帧规定行数的值的各个时间的装置，用于产生一个第四时钟信号；把所述第四时钟信号提供给所述第三计数器的装置，用于复位所述的第三计数信号为其初始值；和一个帧梳状滤波器，响应于由所述第一模/数变换器以所述符号速率产生的表示所述数字数据的所述数字化信号样值，所述的帧梳状滤波器至少包括由所述第二和第三计数信号编址的一个帧存储存储器。
19.如权利要求14的包含在所述数字信号接收机中的时钟再生电路，还包括一个重影抑制滤波器，响应于由所述第一模/数变换器以所述符号速率产生的表示所述数字数据的所述数字化信号样值，以提供相应的去重影样值；计数各行周期中所述第三时钟信号出现的第三计数器；检测所述第三计数信号到达指示每帧规定行数的值的各个时间的装置，用于产生一个第四时钟信号；把所述的第四时钟信号加至所述第三计数器的装置，用于复位所述的第三计数信号为其初始值；和响应于所述去重影样值的一个帧梳状滤波器，所述的帧梳状滤波器至少包括由所述第二和第三计数信号编址的一个帧存储存储器。
20.如权利要求13的时钟再生电路，其中所述的分频器包括计数所述控制振荡器振荡出现的第一计数器，用于产生一个第一计数信号；检测所述第一计数信号到达指示每行规定的所述振荡器振荡数的值的各个时间的装置，以产生作为所述自动频率和相位控制反馈信号加给所述自动频率和相位控制检测器的一个第一时钟信号；和把所述第一时钟信号提供给所述第一计数器的装置，用于复位所述的第一计数信号为其初始值。
21.如权利要求20的包含在所述数字信号接收机中的时钟再生电路，还包括一个行梳状滤波器，响应于由所述第一模/数变换器以所述符号速率产生的表示所述数字数据的所述数字化给信号样值，所述的行梳状滤波器至少包括由所述第一计数信号编址的一个行存储存储器。
22.如权利要求21的包含在所述数字信号接收机中的时钟再生电路，还包括一个重影抑制滤波器，响应于由所述第一模/数变换器以所述符号速率产生的表示所述数字数据的所述数字化信号样值，以产生相应的去重影样值；响应所述去重影样值的一个行梳状滤波器，所述的行梳状滤波器至少包括由所述第一计数信号编址的一个行存储存储器。
23.如权利要求20的时钟再生电路，进一步包括计数所述第一时钟信号出现的第二计数器，用于产生一个计数行(row)或行(line)的第二计数信号；检测所述第二计数信号到达指示每帧规定行(row)或行(line)数的值的各时间的装置，用于产生一个第二时钟信号；和把所述第二时钟信号提供给所述第二计数器的装置，用于复位所述的第二计数信号为其初始值。
24.如权利要求23的包含在所述数字信号接收机中的时钟再生电路，还包括一个帧梳状滤波器，响应于由所述第一模/数变换器以所述符号速率产生的表示所述数字数据的所述数字化信号样值，所述的帧梳状滤波器至少包括由所述第一和第二计数信号编址的一个帧存储存储器。
25.如权利要求23的包含在所述数字信号接收机中的时钟再生电路，还包括一个重影抑制器，响应于由所述第一模/数变换器以所述符号速率产生的表示所述数字数据的所述数字化信号样值，以提供相应的去重影样值；和响应于所述去重影样值的一个帧梳状滤波器，所述的帧梳状滤波器至少包括由所述第一和第二计数信号编址的一个帧存储存储器。
全文摘要
具有水平扫描速率倍数的符号速率的数字数据被埋藏于广播电视信号中。在一个数字信号接收机中，该数据由正交视频检测接着梳状滤波从复合电视信号中分离出来。该梳状滤波以符号速率进行数字取样最经济地实现。以符号速率和以符号速率的倍数使用过取样模/数变换(ADC)技术再生的时钟信号使用了具有响应于在广播电视信号中发送的水平同步脉冲的自动频率和相位控制(AFPC)的一个控制振荡器。
文档编号H04N7/081GK1123503SQ9510325
公开日1996年5月29日 申请日期1995年3月9日 优先权日1994年3月9日
发明者高祯完 申请人:三星电子株式会社