专利名称：双重平衡调制器及四相移相调制器的制作方法
技术领域：
本发明是有关双重平衡调制器及使用该双重平衡调制器的四相移相调制器。
对使用于数字通信领域中现有的四相移相调制器(QPSK)参照图4进行说明。
四相移相调制器是由第1双重平衡调制器101和第2双重调制器131而组成，第1双重平衡调制器101是由对输入第1输入端子对102,103的第1平衡信号进行放大的第1对前置放大器104，以及由通过这个第1对前置放大器104放大的信号再次放大的第1，第2差动放大器105,106而组成。
同样，第2双重平衡调制器131，是由对输入第2输入端子对132,133的第2平衡信号进行放大的第2对前置放大器134，以及由通过这个第2对前置放大器134放大的信号再次放大的第3，第4差动放大器135,136而组成。
在第1双重平衡调制器101中的第1对前置放大器104，设有第1，第2晶体管107,108,在这些晶体管107,108的发射极中分别设有直流电源109,110。并且一方输入端子102和第1晶体管107的基极相接，另一方输入端子103和第2晶体管108的基极相接。
第1差动放大器105，是由发射极相互连接的第3，第4晶体管116,117而组成，这些发射极与第1晶体管107的集电极相接。第2差动放大器106，是由发射极相互连接的第5，第6晶体管118,119而组成，这些发射极与第2晶体管108的集电极相接。同时第3晶体管116的基极和第6晶体管119的基极相互连接，第4晶体管117的基极和第5晶体管118的基极相互连接，这些基极之间输入第1平衡载波信号。
第1差动放大器105的输出和第2差动放大器106的输出被输入到第1加法器120，这个第1加法器120，设有由组成第1差动放大器105的一方的第3晶体管116的集电极，与组成第2差动放大器106的一方的第5晶体管118的集电极所共用的第1负荷电阻121，以及由组成第1差动放大器105的另一方的第4晶体管117的集电极，与组成第2差动放大器106的另一方的第6晶体管119的集电极所共用的第2负荷电阻122。因此由第1差动放大器105,第2差动放大器106和第1加法器120组成第1双重平衡差动放大器123，并在相互连接的第3晶体管116的集电极和第5晶体管118的集电极，与第4晶体管117的集电极和第6晶体管119的集电极之间，产生调制信号(第1被调制信号)。
在第2双重平衡调制器131上的第2对前置放大器134中，设有第7，第8晶体管137,138，这些晶体管137,138的发射极分别设有直流电源139,140。同时一方输入端子132和第7晶体管137的基极之间，以及另一方输入端子133和第8晶体管138的基极相连接。
第3差动放大器135，是由发射极彼此相接的第9，第10晶体管146,147而组成，这些发射极与第7晶体管137的集电极相接。而第4差动放大器136，也是由发射极彼此相接的第11，第12晶体管148,149所组成，这些发射极与第8晶体管138的集电极相接。第9晶体管146的基极和第12晶体管149的基极相互连接，第10晶体管147的基极和第11晶体管148的基极相互连接，在这些基极之间输入与第1平衡载波信号成90度移相的不同的第2平衡载波信号。
第3差动放大器135的输出和第4差动放大器136的输出被输入到第2加法器150，而这个第2加法器150，设有由组成第3差动放大器135的一方的第9晶体管146的集电极，与组成第4差动放大器136的一方的第11晶体管148的集电极所共用的第3负荷电阻151，以及由组成第3差动放大器的另一方的第10晶体管147的集电极，与组成第4差动放大器136的另一方的第12晶体管149的集电极所共用的第4负荷电阻152。从而由第3差动放大器135，第4差动放大器136和第2加法器150组成第2双重平衡差动放大器153，并在相互连接的第9晶体管146的集电极和第11晶体管148的集电极，以及在第10晶体管147的集电极和第12晶体管149的集电极之间，产生调制信号(第2被调制信号)。
其中，输入第1双重平衡差动放大器123的第1平衡载波信号和输入第2双重平衡差动放大器153的第2平衡载波信号，是将来自图未示出的载波振荡器的平衡载波信号CW，通过移相器154而产生的。
由此，即可取出作为由第1被调制信号和第2被调制信号合成的四相移相调制器的输出被调制信号。
现有的四相移相调制器中，组成第1对前置放大器104的第1晶体管107的基极和第2晶体管108的基极，分别直接接在第1输入端子对102和103上，当向第1输入端子对102和103输入第1平衡信号的前面的缓冲放大器与该输入端子对102,103直接连接时，第1晶体管107和第2晶体管108的基极电压依存于缓冲放大器的偏流。因此当这个偏流处于不平衡状态时，则使第1晶体管107的基极电压和第2晶体管108的基极电压产生压差，致使第1双重平衡调制器101的平衡被破坏。因此，第1加法器120发生第1平衡载波信号泄漏，并且对后面相连接的回路的输入，将产生干扰信号。
同样，组成第2对前置放大器134的第7晶体管137的基极和第8晶体管138的基极，也分别与第2输入端子对132和133直接相连，因此当向第2输入端子对132和133输入第1平衡信号的前面的缓冲放大器与该输入端子对132,133直接相连接时，第7晶体管137和第8晶体管138的基极电压依存于缓冲放大器的偏流。因此当这个偏流处于不平衡状态时，则使第7晶体管137的基极电压和第8晶体管138的基极电压产生压差，致使第2双重平衡调制器131的平衡被破坏。因此第2加法器150发生第2平衡载波信号泄漏，同时对其后面相连接的回路输入，也将产生干扰信号。
此外，现有的四相移相调制器，当第1双重平衡调制器101和第2双重平衡调制器131的平衡状态被破坏时，则其平衡载波的泄漏也将随之增大。
因此，对本发明的双重平衡调制器而言，只要不产生这样的偏压差，就不会造成载波泄漏。本发明的四相移相调制器，由于使两个双重调制器之间处于平衡状态，因此可降低平衡载波的泄漏。
为解决上述课题，本发明双重平衡调制器，它是由输入平衡信号的一对输入端子，在各端子上单个进行连接的一对晶体管，将平衡信号通过这些晶体管单个进行放大的一对前置放大器，各发射极连接在前置放大器一方晶体管集电极上的第3和第4晶体管，各发射极连接在前置放大器另一方晶体管集电极上的第5和第6晶体管以及在第3和第6晶体管的各基极连接点，与在第4和第5晶体管各基极的连接点之间，输入平衡载波的双重平衡差动放大器而组成的，前置放大器各晶体管的基极，通过单个电容单个地与上述各输入端子相接，同时通过单个电阻与一个共用的偏压电源相接。
本发明的双重平衡调制器，其单个的第2电阻与上述各电容分别进行串联相接。
本发明的四相移相调制器，是由上述两个双重平衡调制器组成，各双重平衡调制器的上述偏压电源，是共用的一个偏压电源。
本发明的四相移相调制器，其可变电阻连接在组成一方的上述双重平衡调制器的上述各前置放大器的一对晶体管的基极之间。
图1为说明本发明双重平衡调制器和四相移相调制器的线路图。
图2为采用本发明四相移相调制器的数字通信机发射线路图。
图3为采用本发明数字通信机的缓冲放大器线路图。
图4为现有的四相移相调制器线路图。
首先对本发明的四相移相调制器和组成这个四相移相调制器的本发明双重平衡调制器，通过图1进行说明。在图1中，四相移相调制器是由第1双重平衡调制器1和第2双重平衡调制器31而组成，双重平衡调制器1，是由对输入第1输入端子对2,3的第1平衡信号进行放大的第1对前置放大器4，以及对通过第1对前置放大器4的被放大信号再次放大的第1，第2差动放大器5,6而组成。
同样，双重平衡调制器31，它是由对输入第2输入端子对32,33的第2平衡信号进行放大的第2对前置放大器34，以及对通过第2对前置放大器34的被放大信号再次进行放大的第3，第4差动放大器35,36而组成。
在双重平衡调制器1中，第1对前置放大器4，其中设有第1和第2晶体管7,8，在这些晶体管7,8的基极中分别设有直流电源9,10。并在输入端子2和晶体管7的基极之间，以及输入端子3和晶体管8的基极之间，分别串联上第1电阻11和第1隔直流电容12。而在晶体管7的基极和晶体管8的基极中，将偏压电源14的直流电压，借助于第2电阻15施加。
第1差动放大器5是由发射极相互连接的第3和第4晶体管16和17组成，这些发射极与晶体管7的集电极相接，而差动放大器6也是由发射极彼此连接的第5和第6晶体管18和19组成，这些发射极与晶体管8的集电极相接，通过第1对前置放大器4，使被放大的第1平衡信号，输入到这些发射极之间。并使晶体管16的基极和晶体管19的基极相连接，使晶体管17的基极和晶体管18的基极相接，并在这些基极之间输入第1平衡载波信号CWI。
差动放大器5的输出和差动放大器6的输出，被输入到第1加法器20，而这个加法器20，它是由组成差动放大器5的晶体管16的集电极，与组成差动放大器6的晶体管18的集电极所共用的第1负荷电阻21，以及由组成差动放大器5的晶体管17的集电极，与组成差动放大器6的晶体管19的集电极所共用的第2负荷电阻22而组成。因此，由差动放大器5，差动放大器6和加法器20，组成第1双重平衡差动放大器23，从而在相互连接的晶体管16的集电极与晶体管18的集电极，和晶体管17的集电极与晶体管19的集电极之间，产生第1被调制信号。
在双重平衡调制器31的一对前置放大器34中，设有第7和第8晶体管37,38，而在这些晶体管37和38的发射极中，分别设有直流电源39和40。而且在输入端子32和晶体管37的基极之间，以及在输入端子33和晶体管38的基极之间，分别使第3电阻41和第2隔直流电容42相串联连接。而在晶体管37的基极和晶体管38的基极之间连接可变电阻44，在晶体管37的基极和晶体管38的基极中，借助于第4电阻45，施加偏压电源14的直流电压。但电阻45的阻值要设定的比电阻15的阻值大。同时可变电阻44的最大电阻值，需设定为使晶体管37的基极和晶体管38的基极之间，串联的两个电阻45和这个可变电阻44的最大电阻的并联电阻值，比其在晶体管7的基极和晶体管8的基极之间所串联的两个电阻15的电阻值要大。
通过改变可变电阻器44的电阻值，调整晶体管37的基极和晶体管38的基极之间的阻抗，可使其输入晶体管37的基极和晶体管38的基极之间的第2平衡信号电平，与输入晶体管7的基极和晶体管8的基极之间的第1平衡信号电平相等，结果可获得双重平衡调制器1和双重平衡调制器31两者相平衡的状态。
差动放大器35是由发射极彼此相互连接的第9和第10晶体管46,47组成，这些发射极与晶体管37的集电极相接，而差动放大器36也是由发射极彼此连接的第11和第12晶体管48,49而组成，这些发射极与晶体管38的集电极相接，并使通过第2对前置放大器34放大的第2平衡信号，输入这些发射极之间。同时使晶体管46的基极和晶体管49的基极相接，使晶体管47的基极和晶体管48的基极相接，而在这些基极之间，将输入与第1平衡载波信号CWI相差90度相移的第2平衡载波信号CWQ。
差动放大器35的输出和差动放大器36的输出，被输入第2加法器50，而这个加法器50，设有由组成差动放大器35的晶体管46的集电极，与组成差动放大器36的晶体管48的集电极所共用的第3负荷电阻51，以及由组成差动放大器35的晶体管47的集电极，与组成差动放大器36的晶体管49的集电极所共用的第4负荷电阻52。因此，通过差动放大器35，差动放大器36和加法器50组成第2双重平衡差动放大器，在相互连接的晶体管46的集电极和晶体管48的集电极，以及晶体管47的集电极和晶体管49的集电极之间，产生第2被调制信号。
其中输入双重平衡差动放大器23的第1平衡载波信号CWI，与输入双重平衡差动放大器53的第2平衡载波信号CWQ，是将后述载波振荡器66(参照图2，图3)的平衡载波信号CW，通过移相器54而产生的。
从而可取出作为第1被调制信号和第2被调制信号合成的四相移相调制器的输出被调制信号。
如上所述，组成本发明四相移相调制器的两个双重平衡调制器1和31，将输入端子对2,3和组成第1对前置放大器4的晶体管7,8的基极之间，与电阻11相接，而将输入端子对32,33和组成一对前置放大器34的晶体管37,38的基极之间，与电阻41相接，因此，在双重平衡调制器1中，向输入端子对2,3送入第1平衡信号的前面的一对缓冲放大器(参考图2，图3的65I)，直接与输入端子对2,3相接。当晶体管7的基极和晶体管8的基极，被加入一对缓冲放大器65I的不同偏压电流时，由于采用电阻11，将使流过这些基极的偏流差减小。因此可提高双重平衡调制器1的平衡度，并可减少双重平衡差动放大器23所泄漏的第1平衡载波信号。
同样，在双重平衡调制器31中，向输入端子对32和33送入第2平衡信号的前面的一对缓冲放大器65Q(参考图2和图3)，直接与输入端子对32和33相接，当晶体管37的基极和晶体管38的基极，被加入一对缓冲放大器65Q的不同偏压电流时，通过电阻41可减小流过这些基极的偏流差。因此可提高双重平衡调制器31的平衡度，并可减少双重平衡差动放大器53所泄漏的第2平衡载波信号。
本发明的双重平衡调制器1和31，是从共用偏压电源14借助相同阻值的电阻15，对组成第1对前置放大器4的晶体管7和8的基极，施加直流偏压，因此对晶体管7和8的基极所用电压几乎是相同的电压。同样，对组成第2对前置放大器34的晶体管37和38的基极，也是从直流共用偏压电源14借助相同阻值的电阻45，施加偏压，因此晶体管37和38的基极所用电压几乎是相同的电压。
本发明的四相移相调制器，由于是以上所说明的两个双重平衡调制器1和31所组成，因此，它当然也具有这些双重平衡调制器1和31所有的效果。而且本发明的四相移相调制器，它是在双重平衡调制器31中组成第2对前置放大器34的晶体管37,38的基极之间，设有可变电阻44，因此，可通过改变这个可变电阻44的电阻值，而提高双重平衡调制器1和双重平衡调制器31之间的偏流平衡度。
下面参照图2对采用本发明的四相移相调制器的数字通信机，例如关于CDMA(符号分割多重连接)方式的蜂窝电话系统发射机进行说明。首先，将话筒61的声音信号输入符号化回路62，经过符号化回路成为相互垂直排列的关系，例如生成由4位数组成的数字I信号和Q信号。I信号和Q信号，分别被输入图1双重平衡调制器1和双重平衡调制器31中成为第1平衡信号和第2平衡信号。I信号是通过下面第1D/A变换器(数字/模拟变换器)63I转换成模拟I信号，并借助于第1LPF(低通滤波器)64I输入到第1缓冲放大器65I。
同样，数字Q信号也是通过第2D/A变换器63Q变换为模拟Q信号后，然后借助于第2LPF 64Q输入到第2缓冲放大器65Q。其中D/A变换器63I,63Q和LPF 64I,64Q以及缓冲放大器65I,65Q为基带信号处理部分，一般都是集成电路。而模拟I信号和Q信号，分别通过缓冲放大器65I和65Q放大后，再分别输入到双重平衡调制器1和31中。而在双重平衡调制器1和31中，被输入的是来自载波振荡器66约130MHz的载波信号，通过移相器54而成为90度相位差的载波CWI和CWQ，再通过I信号和Q信号，对载波CWI和CWQ进行数字相位调制。从而由双重平衡调制器1和31组成了四相移相调制器。从D/A变换器63I和63Q到双重平衡调制器1和31组成平衡回路。
由双重平衡调制器1的输出和双重平衡调制器31的输出，形成了合成回路67，并借助于可变增益放大器68输入到混合器69中，并将与局部振荡器70约966MHz的局部振荡信号相混合的约836MHz的发射信号，借助于功率放大器71和带通滤波器72，由天线73进行发射。
图2所示的合成回路67，不是表示图1中的加法器20和50，而是表示这些输出的合成(连接)部。
根据图3对本发明四相移相调制器1和31的前面分别相接的缓冲放大器65I和65Q的组成进行说明。缓冲放大器65I是由一对FET(场效应晶体管)81和82而组成，同样缓冲放大器65Q也是由一对FET83和84而组成。对这些FET81,82,83,84的漏极，供给以直流电压B，而其源极是分别与直流电源85,86,87,88相接。
FET81和82的栅极中，被输入I信号(第1平衡信号)，而在FET83和84的栅极中，被输入Q信号(第2平衡信号)。而将FET81的源极和FET82的源极之间的I信号，在平衡状态下取出，并使其输入到双重平衡调制器1的输入端子对2和3上。同样，将FET83的源极和FET84的源极之间的Q信号，也在平衡状态下取出，并使其输入到双重平衡调制器31的输入端子对32和33上。从而使输入到输入端子对2和3一方的I信号相位，与输入到另一方I信号的相位，相互成为反相位关系。同样，也使输入到输入端子对32和33一方的Q信号相位，与输入到另一方Q信号的相位，相互成为反相位关系。
FET81和82的源极与输入端子对2和3相接，而FET83和84的源极与输入端子对32和33相接，并在四相移相调制器中设有隔直流电容12和42，因此，FET81,82,83和84的每个源极电压，均分别施加在晶体管7,8,37和38各自的基极上。因此，例如FET81的源极电压和FET82的源极电压，虽然存在有差值，但也可将晶体管7的基极电压和晶体管8的基极电压设定为相同值。
由此可见，以此可减低数字通信机调制输出所含载波等无用的干扰噪音，可净化信号，可进行微小功率控制，尤其是对CDMA(符号分割多重连接)方式的移动电话系统，使其对回线的维护效果更大。
正如上所述，本发明的双重平衡调制器和四相移相调制器，是使放大平衡信号的一对前置放大器的各晶体管的基极，通过单个电容单个地与上述输入端子相接，同时通过单个第1电阻共同接在一个偏压电源上。因此前置放大器各晶体管的基极偏压，由于电容存在，对设在前置放大器前面的缓冲放大器的偏压并无影响，而且又由于是由一个偏压电源供给共用电压，所以使其可保持相同的偏压，获得高的平衡度。结果，使各双重平衡差动放大器所泄漏的平衡载波信号的电平减小。
本发明的双重平衡调制器和四相移相调制器，是使单个的第2电阻器，分别串联在上述每个电容上，因此加在输入端子的平衡信号，通过第2电阻器和第1电阻器降为适当的电压而加入前置放大器各晶体管的基极上，当然双重平衡调制器不会产生失真。
本发明的四相移相调制器，可变电阻器是被接在组成一方双重平衡调制器各前置放大器的一对晶体管的基极之间，因此可使输入两个双重平衡调制器的两个平衡信号间的电平，通过调整可变电阻的电阻值，而使其相等，同时也可提高两个双重平衡调制器间的平衡度。
权利要求
1．一种双重平衡调制器，由输入平衡信号的一对输入端子，在各输入端子上有单个相连接的一对晶体管，将平衡信号通过这些晶体管单个进行放大的一对前置放大器，各发射极被连接在上述前置放大器一方晶体管集电极上的第3和第4晶体管，各发射极被连接在上述前置放大器另一方晶体管集电极上的第5和第6晶体管，以及在第3，第6晶体管各基极连接点之间，和第4，第5晶体管的各基极连接点之间，输入平衡载波的双重平衡差动放大器而组成的，上述前置放大器的各晶体管的基极，通过单个的电容被单个连接在上述各输入端子上，同时通过单个电阻被共同连接在一个偏压电源上。
2．根据权利要求1所述的双重平衡调制器，使单个的第2电阻与上述各电容进行串联连接。
3．一种四相移相调制器是由权利要求1所述的两个双重平衡调制器而组成，在各双重平衡调制器的上述偏压电源，是各双重平衡调制器共用的一个偏压电源。
4．根据权利要求3所述的四相移相调制器，其单个的第2电阻与上述各电容进行串联连接。
5．根据权利要求3所述的四相移相调制器，其可变电阻连接在一方双重平衡调制器的各前置放大器的一对晶体管基极之间进。
全文摘要
本发明提供一种不因连接缓冲放大器而产生偏压差且无载波泄漏的双重平衡调制器及使用它的四相移相调制器。它设有输入端子对,对输入该输入端子对的平衡信号进行放大的前置放大器,输入平衡载波信号同时将被放大的平衡信号再放大的双重平衡差动放大器,并在晶体管的基极和输入端子之间分别串联电容。
文档编号H04L27/20GK1209010SQ9811735
公开日1999年2月24日 申请日期1998年8月19日 优先权日1997年8月19日
发明者青木一晴 申请人:阿尔卑斯电气株式会社