专利名称：接收机的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种接收机，用于接收用多种PSK调制方法尤其是分级发射方法调制和在时间上复用的数字信号的PSK调制信号，和用于使用由载波再生单元再生的载波解调该PSK调制信号以输出I和Q码元流数据，所述多种PSK调制方法具有不同的相位数，例如两个和八个相位、两个和四个相位、四个和八个相位或者两个、四个和八个相位。
背景技术：
通过分级发射方法广播的数字卫星电视向实用方向发展，其中在时间上复用和一帧接一帧地重复发送用具有不同必需C／N值的多种调制方法调制的数字波，例如8PSK调制波、QPSK调制波、BPSK调制波。
图9A图示分级发射系统所使用的帧结构的一个例子。一帧包括32个码元的BPSK调制帧同步模式(BPSK)(32个码元，后20个码元实际用作帧同步信号)；128个码元的BPSK调制的发射和复用配置控制模式(TMCC)，用于发射复用配置识别；32个码元的超帧识别信息模式(32个码元，后20个码元实际用作超帧识别信号)；203个码元的8PSK调制(格子编码译码8PSK)主信号(TC8PSK)；4个码元的脉冲串码元信号(BS)，是BPSK调制的伪随机噪声(PN)信号；203个码元的8PSK调制(格子编码译码8PSK)主信号；4个码元的脉冲串码元信号(BS)，是BPSK调制的伪随机噪声(PN)信号；……；203个码元的QPSK调制主信号；4个码元的脉冲串码元信号(BS)，是BPSK调制的伪随机噪声(PN)信号；203个码元的QPSK调制主信号；和4个码元的BPSK调制脉冲串码元信号(BS)，以该顺序排列。
在用于接收分级发射方法的数字调制波(PSK调制波)的接收机中，由接收电路接收的接收信号的中频信号由解调电路解调以获得两个系列的I和Q基带信号(在下文，I和Q基带信号也称作I和Q码元流数据)，该I和Q基带信号表示正交的I和Q轴的码元瞬时值。根据解调的I和Q基带信号捕获帧同步信号。根据所捕获的帧同步信号的信号点排列计算当前的接收信号相位旋转角度。根据所计算的接收信号相位旋转角度，在相反的相位方向上旋转解调的I和Q基带信号以使接收信号相位角度与发送信号相位角度一致。这种绝对定相由绝对定相电路实现。
如
图10所示，用于接收常规分级发射方法的PSK调制波的接收机的绝对定相电路包括帧同步检测／再生电路2，用作解调电路1输出侧上提供的帧同步信号捕获装置以捕获帧同步信号；由ROM组成的再映射器，用作反相位旋转装置；接收信号相位旋转角度检测电路8，用作接收信号相位旋转角度检测装置。发射配置识别电路9识别图9A所示的发射复用配置，并输出两个比特的调制方法识别信号DM。
解调电路1正交检测中频信号以获得I和Q基带信号。并在解调电路1中，载波再生电路10再生与接收的载波频率和相位同步和相移90°的两个正交参考载波fc1(=cosωt)和fc2(=sinωt)。乘法器60和61将中频信号IF和fc1、fc2相乘。A／D转换器62和63在比码元速率快两倍的采样频率上模数转换乘法器60和61的输出。数字滤波器64和65使用数字信号处理限制A／D转换器62和63的输出的带宽。稀疏电路66和67在A／D转换器62和63的采样速率的半速率上稀疏数字滤波器64和65的输出，从而输出代表I和Q轴的码元瞬时值的两个系列的I和Q基带信号(I和Q码元流数据)。稀疏电路66和67输出量化八比特(2的补码)的I和Q基带信号I(8)和Q(8)。I(8)和Q(8)括号内的数字表示量化比特数，I(8)和Q(8)也可简称为I和Q。
将参考图11A-11C说明发送侧上每种调制方法的映象。图11A表示I-Q相平面(也称作I-Q向量平面或I-Q信号空间图)上8PSK调制方法的信号点排列。8PSK调制方法可用一个码元发送三个比特的数字信号(abc)。存在构成一个码元的八种比特组合(000)、(001)、(010)、(011)、(100)、(101)、(110)和(111)。如图11A所示，三个比特的数字信号被转换成发送侧I-Q相平面上的信号点“0”至“7”。
在图11A所示的例子中，比特串(000)被转换成信号点“0”，比特串(001)被转换成信号点“1”，比特串(011)被转换成信号点“2”，比特串(010)被转换成信号点“3”，比特串(100)被转换成信号点“4”，比特串(101)被转换成信号点“5”，比特串(111)被转换成信号点“6”，和比特串(110)被转换成信号点“7”。
图11B表示I-Q相平面上QPSK调制方法的信号点排列。QPSK调制方法可用一个码元发送两个比特的数字信号(de)。存在构成一个码元的四种比特组合(00)、(01)、(10)和(11)。在图11B所示的例子中，比特串(00)被转换成信号点“0”，比特串(01)被转换成信号点“3”，比特串(11)被转换成信号点“5”，比特串(10)被转换成信号点“7”。
图11C表示I-Q相平面上BPSK调制方法的信号点排列。BPSK调制方法用一个码元发送1比特的数字信号(f)。例如，数字信号(F)的比特(0)被转换成信号点“0”，比特(1)被转换成信号点“4”。使用8PSK的关系作为参考，每种调制方法的信号点排列及其点数之间的关系是相同的。
分级发射方法的QPSK和BPSK的I轴和Q轴与8PSK的I轴和Q轴相同。
如果接收载波的相位与载波再生电路10再生的参考载波fc1和fc2的相位相同，当接收在发送侧上参照I-Q相平面上的信号点排列“0”至“7”的数字信号时，由I和Q基带信号I(8)和Q(8)确定的I-Q相平面上的接收信号点的相位与发送侧上的相位一致。因此，通过使用发送侧上信号点排列和数字信号之间的关系(参考图11A-11C)，根据接收信号点的信号点排列可正确识别所接收的数字信号。
然而，实际上，参考载波fc1和fc2相对于接收的载波可采用各种相位状态，所以接收信号点采用相对于发送侧旋转某一角度θ的相位。当接收载波的相位改变时，该角度θ也改变。当接收信号点的相位相对于发送侧随机改变时，不可能识别出接收的数字信号。例如，假设θ=π／8，用8PSK调制方法在发送侧上信号点“0”上的数字信号(000)采用的接收信号点恰好介于信号点“0”和“1”的中间。在这种情况下，如果假定在信号点“0”上接收该信号，则数字信号(000)可被正确接收。可是，如果假设在信号点(001)上接收该信号，则出现错误，即接收数字信号(001)。因此，载波再生电路10校正参考载波fc1和fc2的相位以保持接收信号点在相对于发送侧的预定旋转角度上，和正确识别数字信号。
更具体地，载波再生电路10的VCO(压控振荡器)11在发送载波频率上振荡以产生参考载波fc1。通过移相器12将VCO11的振荡信号的相位延迟90°生成参考载波fc2。通过改变VCO11的控制电压，可改变参考载波fc1和fc2的相位。
载波再生电路10具有由ROM组成和与8PSK、QPSK和BPSK调制方法相对应的相位误差表13、14-1、14-2和15-1至15-4(参考图12)。每张表存储I和Q基带信号I(8)和Q(8)的不同数据对和载波相位误差数据△Φ(8)(下文简称作相位误差数据)之间的对应关系，该载波相位误差数据△Φ(8)具有8比特的量化比特数(2的补码)。每张表13、14-1和14-2和15-1至15-4并行输入I和Q基带信号I(8)和Q(8)。由下文所述的选择器选择使能的相位误差表输出与从解调电路1输入的I和Q基带信号I(8)和Q(8)相对应的相位误差数据△Φ(8)。
相位误差表13用于8PSK。相角Φ(参考图13)和相位误差数据△Φ(8)之间的关系如图15所示，相角Φ是由从解调电路1输入的I和Q基带信号I(8)和Q(8)确定的I-Q相平面上接收信号点的相角。当解调电路1解调BPSK调制的数字调制信号时(该解调用下文所述的发射配置识别电路9的调制方法识别信号DM表示)，选择器16仅使能(启动)相位误差表13，并读取对应于I(8)和Q(8)成对数据的相位误差数据△Φ(8)，响应于码元速率与来自解调电路1的I和Q基带信号I(8)和Q(8)的输出同步的时钟CLKsYB(参考图9(B))，解调电路1每次输出一个码元的I和Q基带信号I(8)和Q(8)。D／A转换器17将相位误差数据△Φ(8)转换成相位误差电压，其低频部分由LPF 18滤除，并提供给VCO 11作为其控制电压。如果相位误差数据△Φ(8)是零，LPF 18的输出不变，并且参考载波fc1和fc2相位不变。然而，如果相位误差数据△Φ(8)为正，LPF 18的输出变大和参考载波fc1和fc2的相位被延迟，或者反之，如果相位误差数据△Φ(8)为负，LPF 18的输出变小和参考载波fc1和fc2的相位被提前。
在相位误差表13中，Φ和“0”至“7”的信号点排列中最近信号点的相位之间的差值用相位误差数据△Φ(8)表示。在具有相位0、π／4、2π／4、3π／4、4π／4、5π／4、6π／4或7π／4的信号点上使用8PSK调制方法的发送侧上的数字信号在接收侧上的I-Q相平面上被旋转Θ=m×π／4(其中m是0至7的任意整数，参见图14)。Θ是接收信号相位旋转角度。因为8PSK调制方法的接收信号点被定位在0、π／4、2π／4、3π／4、4π／4、5π／4、6π／4或7π／4的相位上，接收侧上I-Q相平面上的信号点排列“0”至“7”的相位可以被指定为与发送侧相同的相位(根据Θ，信号点排列与数字信号之间的关系变化)。通过检测Θ，执行-Θ的反相位旋转，以便信号点排列与数字信号之间关系与发送侧相同(绝对定相)，并可轻易地识别接收的数字信号。
相位误差表14-1和14-2用于QPSK。相角Φ与相位误差数据△Φ(8)之间的关系如图16和17所示，相角Φ是I和Q基带信号I(8)和Q(8)确定的I-Q相平面上接收信号点的相角。在常规接收期间，当解调电路1解调QPSK调制的数字调制信号时，如果接收信号相位旋转角度Θ是0、2π／4、4π／4或6π／4，选择器16仅使能相位误差表14-1，并读取与I(8)和Q(8)成对数据相对应的相位误差数据△Φ(8)，响应于码元速率的时钟CLKsYB，解调电路1每次输出一个码元的I和Q基带信号I(8)和Q(8)。
在相位误差表14-1中，Φ和“1”、“3”、“5”和“7”的信号点排列中最近信号点的相位之间的差值用相位误差数据△Φ(8)表示。在具有相位π／4、3π／4、5π／4或7π／4的信号点“1”、“3”、“5”或“7”上使用QPSK调制方法的发送侧上的数字信号在接收侧上的I-Q相平面上被旋转Θ。如果Θ是0、2π／4、4π／4、6π／4，QPSK调制方法的接收信号点在π／4、3π／4、5π／4或7π／4的相位上。通过检测Θ，执行-Θ的反相位旋转，以使信号点排列与数字信号之间关系与发送侧相同(绝对定相)，并可轻易地识别接收的数字信号。
当解调电路1解调QPSK调制的数字调制信号时，如果接收信号相位旋转角度Θ是π／4、3π／4、5π／4或7π／4，选择器16仅使能相位误差表14-2，并读取与I(8)和Q(8)成对数据相对应的相位误差数据△Φ(8)，解调电路1每次输出一个码元的I和Q基带数据I(8)和Q(8)。
在相位误差表14-2中，Φ和“0”、“2”、“4”和“6”的信号点排列中最近信号点的相位之间的差值用相位误差数据△Φ(8)表示。在具有相位π／4、3π／4、5π／4或7π／4的信号点“1”、“3”、“5”或“7”上使用QPSK调制方法的发送侧上的数字信号在接收侧上的I-Q相平面上被旋转Θ。如果Θ是π／4、3π／4、5π／4或7π／4，QPSK调制方法的接收信号点在0、2 π／4、4π／4、6π／4的相位上。通过检测Θ，执行-Θ的反相位旋转，以使接收侧上的相位与发送侧相同(绝对定相)，可以使信号点排列与数字信号之间关系与发送侧相同，并可以轻易地识别接收的数字信号。
相位误差表15-1至15-4用于BPSK。相角Φ与相位误差数据△Φ(8)之间的关系如图18至21所示，相角Φ是I和Q基带信号I(8)和Q(8)确定的I-Q相平面上的接收信号点的相角。当解调电路1解调QPSK调制的数字调制信号时，选择器16仅使能相位误差表15-1，并读取与I(8)和Q(8)成对数据相对应的相位误差数据△Φ(8)，如果用8PSK调制方法的相位校正的接收信号相位旋转角度Θ是0或4π／4，响应于码元速率的时钟CLKSYB，解调电路1每次输出一个码元的I和Q基带信号I(8)和Q(8)。
在相位误差表15-1中，Φ和“0”和“4”的信号点排列中最近信号点的相位之间的差值用相位误差数据△Φ(8)表示。在具有相位0或4π／4的信号点“0”或“4”上使用BPSK调制方法的发送侧上的数字信号在接收侧上的I-Q相平面上被旋转Θ。如果Θ是0或4π／4，BPSK调制方法的接收信号点在0或4π／4的相位上。
当解调电路1解调BPSK调制的数字调制信号时，如果Θ是π／4或5π／4，选择器16仅使能相位误差表15-2，并读取与I(8)和Q(8)成对数据相对应的相位误差数据△Φ(8)，解调电路1每次输出一个码元的I和Q基带信号I(8)和Q(8)。
在相位误差表15-2中，Φ和“1”和“5”的信号点排列中最近信号点的相位之间的差值用相位误差数据△Φ(8)表示。在具有相位0或4π／4的信号点“0”或“4”上使用BPSK调制方法的发送侧上的数字信号在接收侧上的I-Q相平面上被旋转Θ。如果Θ是π／4或5π／4，BPSK调制方法的接收信号点在π／4或5π／4的相位上。
当解调电路1解调BPSK调制的数字调制信号时，如果Θ是2π／4或6π／4，选择器16仅使能相位误差表15-3，并读取与I(8)和Q(8)成对数据相对应的相位误差数据△Φ(8)，解调电路1每次输出一个码元的I和Q基带信号I(8)和Q(8)。
在相位误差表15-3中，Φ和“2”和“6”的信号点排列中最近信号点的相位之间的差值用相位误差数据△Φ(8)表示。在具有相位0或4π／4的信号点“0”或“4”上使用BPSK调制方法的发送侧上的数字信号在接收侧上的I-Q相平面上被旋转Θ。如果Θ是2π／4或6π／4，BPSK调制方法的接收信号点在2π／4或6π／4的相位上。
当解调电路1解调BPSK调制的数字调制信号时，如果Θ是3π／4或7π／4，选择器16仅使能相位误差表15-4，并读取与I(8)和Q(8)成对数据相对应的相位误差数据△Φ(8)，解调电路1每次输出一个码元的I和Q基带信号I(8)和Q(8)。
在相位误差表15-4中，Φ和“3”和“7”的信号点排列中最近信号点的相位之间的差值用相位误差数据△Φ(8)表示。在具有相位0或4π／4的信号点“0”或“4”上使用BPSK调制方法的发送侧上的数字信号在接收侧上的I-Q相平面上被旋转Θ。如果Θ是3π／4或7π／4，BPSK调制方法的接收信号点在3π／4或7π／4的相位上。同样，在BPSK调制中，通过检测Θ，执行-Θ的反相位旋转，以使接收侧上的相位与发送侧一致(绝对定相)，可以使信号点排列与数字信号之间关系与发送侧相同，并可以轻易地识别所接收的数字信号。
如图22所示，帧同步检测／再生电路2具有BPSK去映射器3、同步检测电路40至47、帧同步电路5、或门电路53和帧同步信号发生器6。接收信号相位旋转角度检测电路8具有延迟电路81和82、0°／180°相位旋转电路83、平均电路84和85和接收信号判断电路86。
解调电路1输出的I和Q基带信号I(8)和Q(8)被输入给例如帧同步检测／再生电路2的BPSK去映射器，用于捕获BPSK调制的帧同步信号。从而输出BPSK去映射的比特流B0。BPSK去映射器3例如由ROM组成。
接着，将描述帧同步信号。在分级发射方法中，帧同步信号用最低必需C／N被BPSK调制和发射。20个比特构成的帧同步信号比特流是(S0S1，……，S1 8S19)=(11101100110100101000)，从S0开始顺序发送这些比特。帧同步信号的比特流也称作“SYNCPAT”’。在发送侧用图¨C所示的BPSK映射将该比特流转换成信号点“0”或“4”，并发送转换后的码元流。
为了捕获被BPSK调制和发送的20个比特，即20个码元标志的帧同步信号，必须以与发送侧上的映射相反方式的图23A所示的BPSK去映射将所接收的码元转换成比特。如图23A所示，如果解调信号在接收侧上在I-Q相平面的阴影区域内被接收，判断信号为“0”，反之如果它在阴影区域之外的区域内被接收，判断该信号为“1”。即，根据在由图23A粗线所示的BPSK判断界线划分的两个判断区域中的哪一个区域内接收到信号，将输出判断为“0”或“1”。以这种方式，执行BPSK去映射。
将I和Q基带信号I(8)和Q(8)输入给BPSK去映射器3以进行BPSK去映射，BPSK去映射器3输出BPSK去映射的比特流B0。在该说明书中，去映射将指一个去映射电路。比特流B0被输入给同步检测电路40，它捕获来自同步检测电路40的帧同步信号的比特流。
接着，将参考图24描述同步检测电路40。同步检测电路40具有20个串行连接的D型触发器(下文称为D-F／F)D19至D0，这些触发器组成一个20步的移位寄存器。比特流B0输入D-F／F D10并顺序上移。同时，D-F／F D19到D0的输出被提供给与门51，使预定比特被逻辑反相。当输出状态(D0D1，…，D18D19)变成(11101100110100101000)时，与门51输出高电平SYNA0。即，当捕获SYNCPAT时，SYNA0采用高电平。
同步检测电路40的输出SYNA0经或门电路53输入给帧同步电路5。如果在预定的帧周期内或门电路的输出SYNA重复为高电平，帧同步电路5判断已建立帧同步，并在每个帧周期输出一个帧同步脉冲。
通常，在用具有不同必需C／N的多种调制方法调制的信号被时间复用和一帧接一帧地重复发送的分级发射方法中，复用代表复用配置的标题数据(图9A所示的TMCC模式)。在帧同步检测／再生电路2判断已建立帧同步之后，发射配置判别电路9从帧同步电路5输入的BPSK去映射比特流中提取代表复用配置的TMCC，予以分析并将代表当前I和Q基带信号所用调制方法的调制方法识别信号DM输出给选择器16等(参见图9(B))。同样，在帧同步检测／再生电路2判断已建立帧同步之后，根据帧同步信号发生器6输出的再生同步信号，接收信号相位旋转角度检测电路8检测接收信号相位旋转角度Θ，并将3比特的接收信号相位旋转角度信号．AR输出给再映射器7、载波再生电路10的选择器16等。
在从发射配置识别电路9输入调制方法识别信号DM和从接收信号相位旋转角度检测电路8输入接收信号相位旋转角度信号AR(3)之后，载波再生电路10的选择器16从与调制方法和接收信号相位旋转角度Θ相对应的相位误差表中读取相位误差数据△Φ(8)，并将其输出给D／A转换器17。在该操作之前的周期内，选择器16从用于8PSK的相位误差表中读取相位误差数据△Φ(8)。
因此，解调电路1始终被操作为8PSK解调电路，直到发射配置识别电路9识别复用配置和接收信号相位旋转角度检测电路8检测接收信号相位旋转角度Θ为止。因此，根据解调电路1的载波再生电路10再生的参考载波fc1和fc2的相位状态，所接收的信号点在相位上旋转Θ=m×π／4(m是0至7的整数)。
更具体地，如图11C所示，根据参考载波fc1和fc2的相位状态，BPSK映射到用于比特“0”的信号点“0”和用于比特“1”的信号点“4”的帧同步信号的码元流的接收信号点可以采用下述用于解调帧同步信号的八个相位状态之一。八个相位状态包括与发送侧相同的Θ=0上的信号点“0”和“4”；在相位上旋转Θ=π／4的信号点“1”和“5”；在相位上旋转Θ=2π／4的信号点“2”和“6”；在相位上旋转Θ=3π／4的信号点“3”和“7”；在相位上旋转Θ=4π／4的信号点“4”和“0”；在相位上旋转Θ=5π／4的信号点“5”和“1”；在相位上旋转Θ=6π／4的信号点“6”和“2”；在相位上旋转Θ=7π／4的信号点“7”和“3”。因此，必需捕获帧同步信号，即使它在任一个相位状态中被解调。
如图25所示，BPSK去映射器3由对应于Θ=0(m=0)、Θ=π／4(m=1)、Θ=2π／4(m=2)、Θ=3π／4(m=3)、Θ=4π／4(m=4)、Θ=5π／4(m=5)、Θ=6π／4(m=6)和Θ=7π／4(m=7)的相位旋转的BPSK去映射器30至37组成。
图23B所示的BPSK去映射表示解调帧同步信号的码元流在相位上旋转Θ=π／4，比特“0”在信号点“1”上和比特“1”在信号点“5”上。图23B中用粗线表示的BPSK判断界线相对于当在与发送侧相同的相位上接收帧同步信号时BPSK去映射的图23A中用粗线表示的BPSK判断界线逆时针方向旋转π／4。通过使用图23B所示用于BPSK去映射的BPSK去映射器(图25中的31)，可以稳定地捕获相位旋转Θ=π／4的帧同步信号。由BPSK去映射器31 BPSK去映射的比特流是图22所示BPSK去映射器3的输出B1。
类似地，通过使用相对于图23A所示的BPSK去映射的粗线所示的BPSK判断界线逆时针旋转2π／4、3π／4、……、7π／4的BPSK判断界线，BPSK去映射器32至37执行去映射。因此，可以稳定地捕获相位旋转Θ=2π／4、3π／4、……、7π／4的帧同步信号。由BPSK去映射器32至37 BPSK去映射的比特流与图22所示的BPSK去映射器3的输出B2至B7相对应。通过使用图23A所示的BPSK去映射的粗线所示的BPSK判断界线，BPSK去映射器30执行BPSK去映射，所以可稳定地捕获Θ=0上的帧同步信号。由BPSK去映射器30 BPSK去映射的比特流是图22所示的BPSK去映射器3的输出B0。
同步检测电路40至47的结构类似于同步检测电路40。使用这些同步检测电路40至47，不管由于解调电路1的载波再生电路10再生的参考载波fc1和fc2的相位状态的基带信号的相位旋转，可通过同步检测电路40至47之一捕获帧同步信号，并且可从捕获帧同步信号的同步检测电路输出高电平SYNAn(n是0至7的一个整数)。
同步检测电路40至47输出的SYNAn信号输入给或门电路53，该或门电路53输出信号SYNAn的逻辑和SYNA。如果确定在预定帧周期重复输入高电平SYNA，则帧同步电路5判断已建立帧同步，并在每个帧周期输出帧同步脉冲FSYNC。响应帧同步电路5输出的帧同步脉冲FSYNC，帧同步信号发生器6生成一个比特流(称作再生帧同步信号)，该比特流与由BPSK去映射器3、同步检测电路40至47和帧同步电路5捕获的帧同步信号的模式SYNCPAT相同。
在上述说明中，图22所示的帧同步检测／再生电路2从解调电路1输出的I和Q码元流数据I(8)和Q(8)捕获帧同步信号，在预定时延之后，帧同步信号产生器6输出再生帧同步信号。
接着，将说明发射配置识别电路9的发送配置识别操作。发射配置识别电路9的输入是帧同步检测／再生电路2的BPSK去映射器3输出的比特流B0至B7、同步检测电路40至47输出的SYNA0至SYNA7和帧同步电路5输出的帧同步脉冲FSYNC。当输入帧同步脉冲FSYNC时，读取与具有重复高电平的SYNA0至SYNA7之一相对应的比特流Bn。通过使用从帧同步脉冲FSYNC生成的预定定时信号，提取和分析图9A所示的TMCC模式。然后，输出表示当前I和Q基带信号I(8)和Q(8)所用调制方法的调制方法识别信号DM(参见图9(B))。
接着，根据所捕获的帧同步信号的信号点排列获取当前的接收信号相位旋转角度。根据所获取的接收信号相位旋转角度，在相位上反向旋转解调的I和Q基带信号I(8)和Q(8)。将说明这种绝对定相。
在发送侧上被BPSK映射和发射，然后由调制电路1解调成I和Q基带信号I(8)和Q(8)的帧同步信号码元流的每个码元由BPSK去映射器3去映射成比特“0”或“1”。去映射成比特“0”的码元的相位与去映射成比特“1”的码元的相位相差180°。在接收码元流的帧同步信号中被去映射成比特“1”的码元在相位上被旋转180°，从而获得其比特全部被去映射成比特“0”的码元流。
通过计算其比特全部被去映射成比特“0”的码元流的多个码元的平均值，可以获得用于BPSK的比特“0”的接收信号点。计算用于BPSK的比特“0”的接收信号点和发送侧上用于映射成比特“0”的信号点“0”之间的相位差。该相位差被用作接收信号相位旋转角度Θ。将解调的I和Q基带信号在相位上旋转η=-Θ以执行I和Q基带信号I(8)和Q(8)的绝对定相。
如上所述，响应于来自帧同步电路5的帧同步脉冲，帧同步信号发生器6生成与所捕获的帧同步信号的模式SYNCPAT相同的比特流，并将其作为再生帧同步信号提供给接收信号相位旋转角度检测电路8的0°／180°相位旋转电路83。0°／180°相位旋转电路83为所提供的再生帧同步信号的比特流的比特“1”将I和Q基带信号相位旋转180°，而并不为比特“0”旋转I和Q基带信号。
由延迟电路81和82使帧同步信号发生器6发送的再生帧同步信号的比特流的定时和I和Q码元流中帧同步信号的码元流的定时在0°／180°相位旋转电路83的输入侧上一致。仅在帧同步信号发生器6输出帧同步信号区段信号期间，延迟电路81和82开启它们的输出门。因此，延迟电路81和82输出I和Q码元流DI(8)和DQ(8)的帧同步信号部分。为对应于再生帧同步信号的比特流中的比特“1”的码元，0°／180°相位旋转电路83将I和Q码元流DI(8)和DQ(8)相位旋转180°，而对于对应于比特“0”的码元则不旋转，以获取提供给平均电路84和85的码元流VI(8)和VQ(8)。码元流VI(8)和VQ(8)对应于接收信号时的码元流，其信号在发送侧上假设构成帧同步信号的所有20个比特是比特“0”被BPSK映射。
图26A表示用于在接收信号相位旋转角度Θ=0上接收的帧同步信号的I和Q码元流I(8)和Q(8)的信号点排列，图26B表示用于0°／180°相位旋转电路83转换之后的I和Q码元流VI(8)和VQ(8)的信号点排列。I和Q码元流VI(8)和VQ(8)被提供给平均电路84和85并转换以具有量化比特长度，例如大约16至18比特。此后，为四个帧平均I和Q码元流(16×4=64码元)，并将平均值作为具有8比特的初始量化比特长度的AVI(8)和AVQ(8)输出。执行I和Q码元流VI(8)和VQ(8)的平均以获得稳定的信号点排列，即使由于接收C／N的降低导致所接收基带信号的相位和幅度略微改变。
可以由平均电路84和85获得比特“1”被BPSK映射的信号的接收信号点[AVI(8)，AVQ(8)]。接着，将所接收的信号点[AVI(8)，AVQ(8)]输入由ROM组成的相位判断电路86以根据图27所示的AVI-AVQ相平面上的接收信号相位旋转角度判断表获得接收信号相位旋转角度Θ。从而输出对应于Θ的3比特(自然二进制数)的相位旋转角度信号AR(3)。在图27中，R=0至7表示相位旋转角度信号AR(3)的十进制表示。例如，图27所示的点Z=[AVI(8)，AVQ(8)]的信号点对应于如由接收信号相位旋转角度判断表所判断的接收信号相位旋转角度Θ=0。因此，R=0和(000)被输出为接收信号相位旋转角度信号AR(3)。如果接收信号相位旋转角度Θ是π／4，则R=1和(001)被输出为接收信号相位旋转角度信号AR(3)。
当接收到接收信号相位旋转角度信号AR(3)时，ROM组成的去映射器7将I和Q基带信号I(8)和Q(8)旋转一个角度，该角度对应于接收信号相位旋转角度信号AR(3)，从而执行绝对定相。
将说明再映射器7的操作。再映射器7组成相位转换电路，用于使所接收的I和Q基带信号I(8)和Q(8)的信号点排列具有与发送侧相同的信号点排列。接收信号相位旋转角度检测电路8计算接收信号相位旋转角度Θ，并将与接收信号相位旋转角度Θ相对应的接收信号相位旋转角度信号AR(3)提供给再映射器7。接收信号相位旋转角度信号AR(3)的十进制表示R是0至7的整数，并且由下式定义与接收信号相位旋转角度Θ的关系R=Θ／(π／4)…(1)其中Θ=m×／(π／4)，m是0至7的整数。
通过接收信号相位旋转角度Θ的反向旋转即通过-Θ的相位旋转执行I和Q基带信号的绝对定相。因此，再映射器7根据下列等式(2)和(3)将输入I和Q基带信号I(8)和Q(8)旋转角度η(=-Θ)，并输出绝对定相的I和Q基带信号I’(8)和Q’(8)(通过省略量化比特数也称作I’和Q’)。
I'=Icos(η)-Qsin(η)…(2)Q'=Isin(η)+Qcos(η)…(3)在帧同步检测／再生电路2捕获帧同步信号和输出帧同步脉冲之后，发射配置识别电路9可以首先识别发射配置，此后，接收信号相位旋转角度检测电路8可以检测接收信号相位旋转角度。或者反之，接收信号相位旋转检测电路8可以首先检测接收信号相位旋转角度，此后，发射配置识别电路9可以识别发射配置。接收信号相位旋转角度检测电路8也可以在发射配置识别电路9识别发射配置的同时检测接收信号相位旋转角度。
使用上述的常规接收机，为了在QPSK调制的解调期间校正参考载波fc1和fc2的相位，需要两个相位误差表14-1和14-2，为了在BPSK调制的解调期间校正参考载波fc1和fc2的相位，需要三个相位误差表15-1至15-3。因此，所需的存储器容量变大。
本发明的目的是提供一种能够使用小电路规模的接收机。
发明内容
本发明的接收机包括解调装置，用于使用载波再生装置再生的载波，解调用多种具有不同数目相位的PSK调制方法调制并在时间上复用的数字信号的PSK调制信号，并输出I和Q码元流数据；接收信号相位旋转角度检测装置，用于检测解调装置输出的I和Q码元流数据相对于发送侧的相位旋转角度；和反相位旋转装置，用于以接收信号相位旋转角度检测装置所检测的相位旋转角度反向旋转解调装置输出的I和Q码元流数据的相位，其中再生装置的载波再生装置具有用于各种调制方法的相位误差表，该表存储用于各种解调I和Q码元流数据对的载波相位误差数据，并且当解调装置解调与每种调制方法相对应的接收信号时，从与该调制方法相对应的相位误差表中读取与解调I和Q码元流数据相对应的相位误差数据以校正载波相位，该接收机的特征在于当解调装置解调与每种调制方法相对应的接收信号时，载波再生装置从与该调制方法相对应的相位误差表中读取与反向旋转装置输出的解调I和Q码元流数据相对应的相位误差数据以校正载波相位。
从载波再生装置的相位误差表读取与反向相位旋转装置绝对定相之后的I和Q码元流数据相对应的相位误差数据。因此，无论接收信号相位旋转角度采用何值，输入相位误差表的I和Q码元流数据的接收信号点与发送侧上的信号点一致。可以为每种调制方法提供载波再生装置的单个相位误差表。可以减少载波再生装置中相位误差表的数目，并且可以显著简化电路规模。
附图的简要说明图1是一个方框图，表示根据本发明第一实施例的PSK调制波接收机的主要部分。
图2(A)和2(B)示出了图1所示的接收信号相位旋转角度信号和相位旋转角度判断电路输出的接收信号相位旋转角度之间的关系。
图3是一个方框图，表示图1所示的平均电路的结构的一个例子。
图4A和4B示出了二进制码和格雷码之间的关系。
图5是一个方框图，表示根据本发明第二实施例的PSK调制波接收机的主要部分的结构。
图6示出了图5所示的二进制码转换器的输入和输出之间的对应关系。
图7是一个方框图，表示根据图1所示的第一实施例的改进型式的PSK调制波接收机主要部分的结构。
图8是一个方框图，表示根据图5所示的第二实施例的改进型式的PSK调制波接收机主要部分的结构。
图9A和9(B)图示分级发射方法的帧结构的一个例子。
图10是一个方框图，表示使用常规分级发射方法的PSK调制波接收机的解调电路及其外围电路的结构。
图11A和11B示出了PSK映射的信号点排列。
图12是图10所示的载波再生电路的方框图，省略其部分部件。
图13示出了如何测量接收信号点的相位。
图14示出了如何测量接收信号相位旋转角度。
图15图示用于8PSK的相位误差表。
图16图示用于QPSK的相位误差表。
图17图示用于QPSK的相位误差表。
图18图示用于BPSK的相位误差表。
图19图示用于BPSK的相位误差表。
图20图示用于BPSK的相位误差表。
图21图示用于BPSK的相位误差表。
图22是图10所示的同步检测／再生电路的方框图。
图23A和23B示出了BPSK去映射。
图24是表示图22所示同步检测电路结构的电路图。
图25是表示图22所示BPSK去映射器结构的电路图。
图26A和26B示出了图10所示0°／180°相位旋转电路之前和之后的帧同步信号的信号点排列。
图27示出了图10所示的相位判断电路所用的接收信号相位旋转角度判断表。
优选实施例的详细说明下面参考图1描述本发明的第一实施例。
图1是一个方框图，表示本发明的广播接收机(PSK调制波接收机)的主要部分。在图1中，与图10相同的元件用相同的标号表示。
在图10所示的接收机中，载波再生电路具有七个相位误差表13、14-1、14-2、和15-1至15-4，来自解调电路的I和Q码元流数据I(8)和Q(8)输入给相位误差表。在图1所示的接收机中，仅使用三个相位误差表13、14-1和15-1，并且来自再映射器7的I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)输入给相位误差表。再映射器7按原样输出输入数据，而不进行解调电路输出的I和Q码元流数据I(8)和Q(8)的相位旋转，直到接收信号相位旋转角度检测电路检测到相位误差角度为止。
在接收开始之后并且直到发射配置识别电路9识别帧的复用配置和接收信号相位旋转角度检测电路8C检测到接收信号相位旋转角度(Θ)为止，载波再生电路10C的选择器16C在码元时钟CLKSYB为高电平期间(参考图9(2)，CLKSYB的高电平部分)仅使能8PSK相位误差表13(参见图15)，从相位误差表13读取与码元时钟CLKSYB的高电平部分期间再映射器7输出的I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)相对应的相位误差数据△Φ(8)，并将其输出给D／A转换器17。与上述操作相同，选择器16C在码元时钟CLKSYB为低电平期间(参考图9(2)，CLKSYB的低电平部分)仅使能BPSK相位误差表15-1(参考图18)，从相位误差表13读取与码元时钟CLKSYB的低电平部分期间再映射器7输出的I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)相对应的相位误差数据△Φ(8)的高位3比特(称作相位误差数据△Φ(3))，并将其输出给接收信号相位旋转角度检测电路8C。根据相位误差数据△Φ(3)可判断相位误差的绝对值大于或小于(π／8)+s×(π／4)，其中s是0或1。
在发射配置识别电路9识别帧的复用配置和接收信号相位旋转角度检测电路8C检测到接收信号相位旋转角度(Θ)之后，在码元时钟CLKSYB为高电平期间，选择器16C使能与解调电路1C所解调的接收信号的调制方法相对应的相位误差表13、14-1和15-1之一，从所选择的相位误差表13、14-1或15-1读取与码元时钟CLKSYB的高电平部分期间再映射器7输出的I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)相对应的相位误差数据△Φ(8)并将其输出到D／A转换器17。在码元时钟CLKSYB为低电平期间，选择器16C从相位误差表15-1读取与码元时钟CLKSYB的低电平部分期间再映射器7输出的I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)相对应的相位误差数据△Φ(8)的高位3比特的相位误差数据△Φ(3)。
延迟电路90以预定延迟时间延迟选择器16C读取的相位误差数据△Φ(3)，然后将其输出。当帧同步检测／再生电路2从再映射器7输出的I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)捕获帧同步信号和开始输出再生帧同步信号的开始部分时，延迟电路90输出与I码元流数据I’(8)中的再生帧同步信号的开始部分相对应的相位误差数据△Φ(3)。
延迟电路91以预定延迟时间延迟I码元流数据I’(8)的MSB符号数据i’(1)，然后予以输出。当帧同步检测／再生电路2从I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)捕获帧同步信号和开始输出再生帧同步信号的开始部分时，延迟电路输出与I码元流数据I’(8)中的再生帧同步信号的开始部分相对应的符号比特数据i’(1)。
根据延迟电路90和91的输出与帧同步信号相对应的部分，相位旋转角度判断电路92判断再映射器7输出的I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)中与帧同步信号的比特“1”相对应的码元相对于发送侧的相位旋转角度，并判断与帧同步信号的比特“0”相对应的码元相对于发送侧的相位旋转角度，判断结果被顺序输出。在相位旋转角度判断电路92中，4比特加法器(没有到第五个比特的进位)93执行4比特数据的相加。加法器93的一个输入侧输入延迟电路91在MSB部分上的输出和延迟电路在90在低位三个比特上的输出。加法器93的另一个输入侧连接到选择器94。选择器94输入帧同步检测／再生电路2输出的再生帧同步信号的比特流，当输入比特“0”时输出A(4)=(0101)，或者当输入比特“1”时输出B(4)=(1101)。加法器93将相加结果的高位3比特作为接收信号相位旋转角度信号R(3)输出。
平均电路95平均接收信号相位旋转角度信号R(3)。例如，为四个帧将帧同步信号平均并将平均值作为接收信号相位旋转角度信号AR(3)输出。下面将说明平均电路95的一个具体例子。3比特加法器110(没有到第四个比特的进位)将寄存器111中所装载的前一个接收信号相位旋转角度信号OR(3)和当前的接收信号相位旋转角度信号AR(3)相加，并将相加结果作为新的接收信号相位旋转角度信号OR(3)输出给再映射器7等。寄存器111存储加法器110输出的接收信号相位旋转角度信号OR(3)。下文将描述加法器110和寄存器111的功能。
其它结构与图10所示的结构完全相同。
接着，将描述这个如上所述构造的实施例的操作。
假设预先将寄存器111清除为(000)。
(1)接收开始当接收开始时，再映射器7将解调电路1C输入的I和Q码元流数据I(8)和Q(8)作为数据I’(8)和Q’(8)输出，而不进行相位旋转。
在接收开始之后，并且直到发射配置识别电路9识别帧的复用配置和接收信号相位旋转角度检测电路8C检测到接收信号相位旋转角度(Θ)为止，载波再生电路10C的选择器16C在码元时钟CLKSYB为高电平期间仅使能8PSK相位误差表13，读取与码元时钟CLKSYB的高电平部分期间再映射器7输出的I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)相对应的相位误差数据△Φ(8)，并将其输出给D／A转换器17。与上述操作相同，选择器16C在码元时钟CLKSYB为低电平期间仅使能BPSK相位误差表15-1，从相位误差表15-1读取与码元时钟CLKSYB的低电平部分期间与再映射器7输出的I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)相对应的相位误差数据△Φ(8)的高3比特相位误差数据△Φ(3)，并将其输出给延迟电路90。
当选择器16C从8PSK相位误差表13读取相位误差数据△Φ(8)，并将其输出给D／A转换器17时，由D／A转换器17将相位误差数据转换成相位误差电压，由LPF 18滤除低频部分，然后将一个控制电压提供给VCO 11。
如果相位误差数据△Φ(8)是0，LPF 18的输出不变，并且参考载波fC1和fc2的相位不变。如果相位误差数据△Φ(8)为正，LPF 18的输出变大，参考载波fc1和fc2的相位被延迟。反之，如果相位误差数据△Φ(8)为负，LPF 18的输出变小，参考载波fc1和fc2的相位被提前。以这种方式，校正参考载波fc1和fc2的相位以保持与接收载波相位的预定关系。因此，通过在接收侧上的I-Q相平面上旋转Θ=m×π／4(m是0至7的任意整数)，解调电路1C校正在发送侧上具有相位0、π／4、2π／4、3π／4、4π／4、5π／4、6π／4或7π／4的“0”至“7”的信号点排列中的数字信号的位置。
在相位误差表15-1中，与I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)相对应的相位误差数据△Φ的高位3比特△Φ(3)可以判断相位误差的绝对值大于或小于(π／8)+s×(π／4)，其中s是0或1(参见图18)。通过结合△Φ(3)与I码元流数据I’(8)的MSB符号比特数据i’(1)和执行简单的算术操作，可以判断如从再映射器7的输出侧所观察到的接收信号点是否对应于八个信号点“0”至“7”之一。因为在发送侧上帧同步信号的比特“0”或“1”的信号点被确定为“0”或“4”，根据相位误差数据△Φ(3)和I码元流数据I’(8)的符号比特数据i’(1)，可以毫无疑问地确定出如从再映射器7的输出侧所观察到的接收信号相位旋转角度。
在接收信号相位旋转角度检测电路8C中，延迟电路90和91延迟选择器16C输出的相位误差数据△Φ(3)和从再映射器7的输出提取的I码元流数据I’(8)的符号比特数据i’(1)。当帧同步检测／再生电路2从I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)捕获帧同步信号，并开始输出帧同步信号的开始部分时，延迟电路90输出与I码元数据流I’(8)中帧同步信号的开始部分相对应的相位误差数据△Φ(3)，延迟电路91输出与I码元数据流I’(8)中帧同步信号的开始部分相对应的符号比特数据i’(1)。以这种方式调整延迟电路90和91的输出定时。延迟电路90和91的输出被作为高位比特和低位比特输入给加法器93的一个输入侧。
在接收开始之后的某个时间，同步检测／再生电路2捕获I和Q码元流I’(8)和Q’(8)的帧同步信号，并输出再生帧同步信号。然后，选择器94选择和输出用于再生帧同步信号的比特“0”的A(4)=(0101)，并选择和输出B(4)=(1101)。加法器93在20个比特的再生帧同步信号的每个比特位置上相加一个输入和另一个输入以输出高位的3个比特。加法器93将如从再映射器7的输出侧所观察到的接收信号相位旋转角度Θ分类成如图2(A)所示涉及十进制表示R=0至7的0、π／4、2π／4、3π／4、4π／4、5π／4、6π／4或7π／4，从而输出接收信号相位旋转角度信号R(3)，其中R用3比特的自然二进制表示(参见图2(B))。
平均电路95提取加法器93的输出，当从帧同步检测／再生电路2输入帧同步信号区段信号时，为四个帧进行平均，并输出作为接收信号相位旋转角度AR(3)的结果。执行接收信号相位旋转角度信号R(3)的平均以获取稳定的接收信号相位旋转角度，即使由于接收C／N的降低导致所接收基带信号的相位和幅度被略微改变。
平均电路95的例子如图3所示。格雷码转换器96根据图4(1)所示的表格将加法器93输出的接收信号相位旋转角度信号R(3)转换成3比特的格雷码。格雷码的特点是相邻的两个编码仅一个比特位改变。格雷码转换器96的输出侧在相应的比特位置G0至G2上连接到择多判断电路97-1至97-3。当输入四帧的帧同步信号区段信号时，择多判断电路判断格雷码转换器96输出的比特“1”和“0”中哪一个更多。择多判断电路97-1至97-3的输出F0至F2输入给二进制码转换器98，该转换器执行格雷码转换器96转换的逆转换。二进制码转换器98的输出作为接收信号相位旋转角度信号AR(3)被输出。
省略格雷码转换器96和二进制码转换器98，通过直接将加法器93的输出输入给择多判断电路91-1至91-3，可以执行择多判断。然而，只要将接收信号相位旋转角度信号R(3)转换成格雷码，即使接收信号相位旋转角度信号R(3)改变π／4，编码也仅在一个比特位置上变化。因此，即使由于接收C／N的降低导致的接收基带信号中轻微的相位和幅度变化使接收信号相位旋转角度信号R(3)的相位错误地变化π／4，这种影响也可被最小化，并且可以提高可靠性。
由加法器110将平均电路95输出的接收信号相位旋转角度信号AR(3)和寄存器111中存储的值相加。因为初始值是(000)，信号AR(3)本身作为如从解调电路1C输出侧上所观察到的相对于发送侧的接收信号相位旋转角度信号OR(3)输出给再映射器7，并被装入寄存器111。例如，如果用OR(3)表示的接收信号相位旋转角度Θ是3π／4，再映射器7为绝对定相执行(-3π／4)的相位调整。(011)被存储在寄存器111中。
(2)常规接收操作在帧同步检测／再生电路2捕获帧同步信号之后，发射配置识别电路9立即识别复用配置，并将调制方法识别信号DM输出给选择器16等，信号DM表示解调电路1C输出的当前I和Q码元流数据I(8)和Q(8)的调制方法。
在加法器110输出接收信号相位旋转角度信号OR(3)和再映射器7执行绝对定相之后，通过使用从发射配置识别电路9输入的解调方法识别信号DM，在解调电路1C解调8PSK调制方法的信号部分时码元时钟CLKSYB为高电平期间，选择器16C仅使能相位误差表13，从相位误差表13读取与再映射器7输出的I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)相对应的相位误差数据△Φ(8)，并将其输出给D／A转换器17。结果，以这种方式校正参考载波fc1和fc2的相位，当考虑I’(8)和Q’(8)相对于I(8)和Q(8)的相位旋转η=-Θ=-3π／4而不考虑接收载波的相位变化时，使在发送侧上8PSK映射到信号点排列“0”、“1”、“2”、“3”、“4”、“5”、“6”或“7”的数字信号(abc)的接收信号点出现在如从再映射器7的输入侧所观察到的旋转Θ的信号点排列“3”、“4”、“5”、“6”、“7”、“0”、“1”或“2”上。
在这种情况下，再映射器7为绝对定相将解调电路1C输出的8PSK调制方法部分的I和Q码元流数据I(8)和Q(8)旋转η=-Θ=-37π／4。因而，再映射器7输出的I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)的接收信号点与发送侧上的信号点一致。
在解调电路1C解调QPSK调制方法的信号部分时码元时钟CLKsYB为高电平期间，选择器16C仅使能相位误差表14-1，从相位误差表14-1读取与再映射器7输出的I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)相对应的相位误差数据△Φ(8)，并将其输出给D／A转换器17。结果，以这种方式校正参考载波fc1和fc2的相位，当考虑I’(8)和Q’(8)相对于I(8)和Q(8)的相位旋转η=-Θ=-3π／4时，使在发送侧上QPSK映射到信号点排列的“1”、“3”、“5”、或“7”的数字信号(de)的接收信号点出现在如从再映射器7的输入侧所观察到的信号点排列“4”、“6”、“0”或“2”上。因此，相位旋转角度与8PSK的接收信号相位旋转角度Θ保持一致。因为再映射器7将解调电路1C输出的QPSK调制方法部分的I和Q码元流数据I(8)和Q(8)旋转η=-Θ=-3π／4，再映射器7输出的I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)的接收信号点与发送侧上的信号点一致。
在解调电路1C解调BPSK调制方法的信号部分时码元时钟CLKsYB为高电平期间，选择器16C仅使能相位误差表15-1，从相位误差表15-1读取与I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)相对应的相位误差数据△Φ(8)，并将其输出给D／A转换器17。结果，以这种方式校正参考载波fc1和fc2的相位，当考虑I’(8)和Q’(8)相对于I(8)和Q(8)的相位旋转η=-Θ=-3π／4时，使在发送侧上BPSK映射到信号点排列的“0”或“4”的数字信号(f)的接收信号点出现在信号点排列“3”或“7”上。因此，相位旋转角度与8PSK的接收信号相位旋转角度Θ保持一致。因为再映射器7将解调电路1C输出的QPSK调制方法部分的I和Q码元流数据I(8)和Q(8)旋转η=-Θ=-3π／4，再映射器7输出的I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)的接收信号点与发送侧上的信号点一致。
同样在常规接收操作中，在码元时钟CLKSYB为低电平期间，选择器16C仅使能相位误差表15-1，从相位误差表15-1读取与码元时钟CLKSYB的低电平部分期间再映射器7输出的I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)相对应的相位误差数据△Φ(8)，并将其输出给延迟电路90。相位旋转角度判断电路92根据延迟电路90和91的输出判断相位旋转角度，并将判断结果以接收信号相位旋转角度信号R(3)的形式输出。平均电路将四个帧的信号平均，并将结果作为接收信号相位角度信号AR(3)输出。
当接收信号相位旋转角度检测电路8C的相位旋转角度判断电路92和平均电路95检测到第二相位旋转角度和输出接收信号相位旋转角度信号AR(3)时，该接收信号相位旋转角度信号AR(3)表示由再映射器7绝对定相之后的I’(8)和Q’(8)相对于发送侧的相位旋转角度。当该信号与寄存器111中存储的前一接收信号相位旋转角度信号OR(3)相加时，可获得如在再映射器7的输入侧上所观察到的相对于发送侧的接收信号相位旋转角度OR(3)。将该接收信号相位旋转角度OR(3)输出给再映射器7以执行第二相位旋转(以-Θ的相位旋转，其中Θ是由OR(3)表示的接收信号相位旋转角度)，并存储在寄存器111中。接收信号相位旋转角度检测电路8C的相位旋转角度判断电路92和平均电路95每次检测到新的相位旋转角度时，重复类似的操作。
在该实施例中，再映射器7进行绝对定相之后的I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)被输入给载波再生电路10C的相位误差表。因此，在常规接收期间，无论接收信号相位旋转角度采用何值，输入给相位误差表的I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)的接收信号点与发送侧的信号点相同。因此，在载波再生电路10C中每种调制方法仅提供一个相位误差表。可以减少载波再生电路10C中的相位误差表的数目，并可以显著简化电路规模。
对于用于解调帧同步信号的与比特“1”或“0”相对应的I和Q码元流数据的BPSK相位误差表中的相位误差数据，用于判断相位误差的绝对值大于或小于(π／8)+s×(π／4)(其中s是0或1)的高位三个比特和I码元流数据I’(8)的符号比特数据i’(1)被用于判断帧同步信号的与比特“1”或“0”相对应的I和Q码元流数据I(8)和Q(8)的相位旋转角度，通过简单的计算可以判断接收信号相位旋转角度，所以判断相位旋转角度不需要大容量ROM，因此可使电路规模更小。
在该实施例中，尽管使用I码元流数据I’(8)的符号比特数据i’(1)，也可以使用Q码元流数据Q’(8)的MSB符号比特数据i’(1)。通过合理地改变选择器94所选择的值A(4)和B(4)，可以进行这种改变。
为I和Q码元流数据的帧同步信号部分的比特“1”和比特“0”判断相位旋转角度。可以为比特“1”和“0”之一判断相位旋转角度。可以以多种方式修改平均电路5所用的平均方法。例如，可以仅执行一帧或两帧的平均，或者帧同步信号特定位置上的一个比特或多个比特可以用于多个帧的平均。
接着，将参考图5描述本发明的第二实施例。
图5是一个方框图，表示本发明的广播接收机(PSK调制波接收机)的主要部分。在图5中，与图1相同的单元用相同的标号表示。
在图1所示的实施例中，从BPSK相位误差表15-1中读取相位误差数据△Φ(3)，而在图5所示的实施例中，从QPSK相位误差表14-1中读取相位误差数据△Φ(3)(参见图16)。
在接收开始之后，直到发射配置识别电路9识别帧的复用配置和接收信号相位旋转角度检测电路8D检测到接收信号相位旋转角度为止，载波再生电路10D的选择器16D在码元时钟CLKSYB为高电平期间仅使能8PSK相位误差表13，读取与码元时钟CLKSYB的高电平部分期间再映射器7输出的I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)相对应的相位误差数据△Φ(8)，并将其输出给D／A转换器17。与上述操作相同，选择器16C在码元时钟CLKSYB采用低电平期间仅使能QPSK相位误差表14-1，从相位误差表14-1读取与码元时钟CLKSYB的低电平部分期间再映射器7输出的I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)相对应的相位误差数据△Φ(8)的高位3比特相位误差数据△Φ(3)。根据相位误差数据△Φ(3)可判断相位误差的绝对值大于还是小于π／8。
在发射配置识别电路9识别帧的复用配置和接收信号相位旋转角度检测电路8D检测接收信号相位旋转角度(Θ)之后，在码元时钟CLKSYB为高电平期间，选择器16D从与解调电路1D当前解调的接收信号的调制方法相对应的相位误差表中读取与I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)相对应的相位误差数据△Φ(8)，并将其输出给D／A转换器17。在码元时钟CLKSYB采用低电平期间，选择器16D从相位误差表14-1读取与I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)相对应的相位误差数据△Φ(3)。
延迟电路90以预定延时延迟由选择器16D读取的相位误差数据△Φ(3)，然后将其输出。当帧同步检测／再生电路2从I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)捕获帧同步信号，并开始输出再生帧同步信号的开始部分时，延迟电路90输出在I码元流数据I’(8)中与帧同步信号的开始部分相对应的相位误差数据△Φ(3)。延迟电路91以预定延迟时间延迟I码元流数据I’(8)的MSB符号数据i’(1)，然后予以输出。当帧同步检测/再生电路2从I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)捕获帧同步信号，并开始输出再生帧同步信号的开始部分时，延迟电路91输出在I码元流数据I’(8)中与帧同步信号开始部分相对应的符号比特数据i’(1)。
延迟电路99以预定时间延迟Q码元流数据Q’(8)的MSB符号数据q’(1)，然后予以输出。当帧同步检测／再生电路2从I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)捕获帧同步信号和开始输出再生帧同步信号的开始部分时，延迟电路99输出在Q码元流数据Q’(8)中与帧同步信号开始部分相对应的符号比特数据q’(1)。
根据延迟电路90和91的输出与帧同步信号相对应的部分，相位旋转角度判断电路92B判断再映射器7输出的I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)中帧同步信号的对应于比特“1”的码元相对于发送侧的相位旋转角度，并判断帧同步信号的对应于比特“0”的码元相对于发送侧的相位旋转角度，判断结果被顺序输出。在相位旋转角度判断电路92B中，3比特加法器(没有到第四个比特的进位)100将延迟电路90的输出和C(3)=(110)相加，并输出低位的2个比特。
根据图6所示的表格，二进制码转换器101将具有延迟电路99输出的高位比特和延迟电路91输出的低位比特的2个比特转换成二进制编码。4比特加法器102(没有到第五个比特的进位)执行四比特数据的相加。加法器102的一个输入侧在高位2个比特上输入二进制码转换器101的输出，在低位两个比特上输入加法器100的低位两个比特的输出。加法器102的另一个输入侧连接到选择器103。选择器103输入帧同步检测／再生电路2输出的再生帧同步信号的比特流，当输入比特“0”时输出D(4)=(11111)，或者当输入比特“1”时输出E(4)=(0111)。加法器102将相加结果的高位3个比特作为接收信号相位旋转角度信号R(3)输出。
平均电路95将接收信号相位旋转角度信号R(3)平均。例如，平均用于四个帧的帧同步信号，并将平均值作为接收信号相位旋转角度信号AR(3)输出。3比特加法器110(没有到第四个比特的进位)将装在寄存器111中的前一个接收信号相位旋转角度信号OR(3)和当前的接收信号相位旋转角度信号AR(3)相加，并将相加结果作为一个新的接收信号相位旋转角度信号OR(3)输出给再映射器7等。寄存器111存储加法器110输出的接收信号相位旋转角度信号OR(3)。
其它结构与图1所示的结构完全相同。
接着，将描述如上所述构造的该实施例的操作。
假设预先将寄存器111清除为(000)。(1)接收开始当接收开始时，再映射器7将从解调电路1D输入的I和Q码元流数据I(8)和Q(8)作为数据I’(8)和Q’(8)输出，而不进行相位旋转。
在接收开始之后，直到发射配置识别电路9识别帧的复用配置和接收信号相位旋转角度检测电路8D检测接收信号相位旋转角度为止，载波再生电路10D的选择器16D在码元时钟CLKSYB为高电平期间仅使能8PSK相位误差表13，读取与码元时钟CLKSYB的高电平部分期间再映射器7输出的I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)相对应的相位误差数据△Φ(8)，并将其输出给D／A转换器17。与上述操作相同，选择器16D在码元时钟CLKSYB为低电平期间仅使能QPSK相位误差表14-1，从相位误差表14-1读取与码元时钟CLKSYB的低电平部分期间再映射器7输出的I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)相对应的相位误差数据△Φ(8)的高位3比特的相位误差数据△Φ(3)，并将其输出给延迟电路90。
因为选择器16D从8PSK相位误差表13读取相位误差数据△Φ(8)，并将其输出给D／A转换器17，因此，通过在接收侧上的I-Q相平面上旋转Θ=m×π／4(m是0至7的任意整数)，解调电路1D校正在发送侧上具有相位0、π／4、2π／4、3π／4、4π／4、5π／4、6π／4或7π／4的“0”至“7”的信号点排列中的数字信号的位置。
在相位误差表14-1中，与I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)相对应的相位误差数据△Φ(8)的高位3比特△Φ(3)可判断相位误差的绝对值大于或小于(π／8)(参见图16)。通过比较△Φ(3)与I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)的MSB符号比特数据i’(1)和q’(1)并执行简单的算术操作，可判断如从再映射器7的输出侧所观察的接收信号点是否对应于八个信号点“0”至“7”之一。因为在发送侧上帧同步信号的比特“0”或“1”的信号点被确定为“0”或“4”，根据相位误差数据△Φ(3)和I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)的符号比特数据i’(1)和q’(1)，可以毫无疑问地确定出从再映射器7的输出侧所观察的接收信号相位旋转角度。
在接收信号相位旋转角度检测电路8D中，延迟电路90、91和99延迟选择器16C输出的相位误差数据△Φ(3)和从再映射器7的输出提取的I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)的符号比特数据i’(1)和q’(1)。当帧同步检测／再生电路2从I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)捕获帧同步信号，并开始输出再生帧同步信号时，延迟电路90输出与I码元数据流I’(8)中帧同步信号的开始部分相对应的相位误差数据△Φ(3)，延迟电路91输出与I码元数据流I’(8)中帧同步信号的开始部分相对应的符号比特数据i’(1)，延迟电路99输出与帧同步信号的开始部分相对应的符号比特数据q’(1)。以这种方式调整延迟电路90、91和99的输出定时。延迟电路99和91的输出被转换成二进制码，并输入给加法器102的一个输入侧作为其高位比特。由加法器100将延迟电路90的输出与C(3)=(110)相加，并将其高位2比特作为其低位2比特输入给加法器102的一个输入侧。
在接收开始之后的某个时间，同步检测／再生电路2捕获I和Q码元流I’(8)和Q’(8)的帧同步信号，并输出再生帧同步信号。然后，选择器103选择和输出用于再生帧同步信号的比特“0”的D(4)=(1111)，并选择和输出E(4)=(0111)。加法器102在20个比特的再生帧同步信号的每个比特位置上相加一个输入和另一个输入以输出高位的3个比特。加法器102将接收信号相位旋转角度Θ分类成如图2(A)所示涉及十进制表示R=0至7的0、π／4、2 π／4、3π／4、4π／4、5π／4、6π／4或7π／4，从而输出接收信号相位旋转角度信号R(3)，其中R用3比特的自然二进制表示(参见图2(2))。
平均电路95提取加法器102的输出，当从帧同步检测／再生电路2输入帧同步信号区段信号时，类似于图1所示的情况为四个帧平均，并将结果作为接收信号相位旋转角度AR(3)输出。加法器110将AR(3)和寄存器111中存储的值相加。因为初始值是(000)，信号本身AR(3)作为如在解调电路1D输出侧所观察的相对于发送侧的接收信号相位旋转角度信号O(3)被输出给再映射器7，并装载在寄存器111中。例如，如果由OR(3)表示的接收信号相位旋转角度Θ是2π／4，再映射器7为绝对定相执行(-2π／4)的相位旋转。(010)被存储在寄存器111中。(2)常规接收操作在帧同步检测电路2捕获帧同步信号之后，发射配置识别电路9立即识别复用配置并将调制方法识别信号DM输出给选择器16等，信号DM表示解调电路1D输出的当前I和Q码元流数据I(8)和Q(8)的调制方法。
在加法器110输出接收信号相位旋转角度信号OR(3)和再映射器7执行绝对定相之后，通过使用发射配置识别电路9输入的解调方法识别信号DM，例如，如果由OR(3)表示的接收信号相位旋转角度Θ是2π／4，在解调电路1D解调8PSK调制方法的信号部分时码元时钟CLKSYB为高电平期间，选择器16D仅使能相位误差表13，从相位误差表13读取与再映射器7输出的I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)相对应的相位误差数据△Φ(8)，并将其输出给D／A转换器17。结果，以这种方式校正参考载波fc1和fc2的相位，当考虑I’(8)和Q’(8)相对于I(8)和Q(8)的相位旋转η=2π／4而不考虑接收载波的相位改变时，使在发送侧上8PSK映射到信号点排列“0”、“1”、“2”、“3”、“4”、“5”、“6”或“7”的数字信号(abc)的接收信号点出现在如从再映射器7的输入侧所观察的旋转Θ的信号点排列“3”、“4”、“5”、“6”、“7”、“0”、“1”或“2”上。
在这种情况下，再映射器7为了绝对定相将解调电路1D输出的8PSK调制方法部分的I和Q码元流数据I(8)和Q(8)旋转η=-Θ=-2π／4。因而，再映射器7输出的I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)的接收信号点与发送侧上的信号点一致。
在解调电路1D解调QPSK调制方法的信号部分时码元时钟CLKSYB为高电平期间，选择器16D仅使能相位误差表14-1，从相位误差表14-1读取与I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)相对应的相位误差数据△Φ(8)，并将其输出给D／A转换器17。结果，以这种方式校正参考载波fc1和fc2的相位，当考虑I’(8)和Q’(8)相对于I(8)和Q(8)的相位旋转η=-2π／4时，使在发送侧上QPSK映射到信号点排列的“1”、“3”、“5”、或“7”的数字信号(de)的接收信号点出现在如从再映射器7的输入侧所观察的旋转Θ的信号点排列“3”、“5”、“7”或“1”上。因此，再映射器7输出的I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)的接收信号点与发送侧上的信号点一致。
在解调电路1D解调BPSK调制方法的信号部分时码元时钟CLKSYB为高电平期间，选择器16D仅使能相位误差表15-1，从相位误差表15-1读取与I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)相对应的相位误差数据△Φ(8)，并将其输出给D／A转换器17。结果，以这种方式校正参考载波fc1和fc2的相位，当考虑I’(8)和Q’(8)相对于I(8)和Q(8)的相位旋转η=-2π／4时，使在发送侧上BPSK映射到信号点排列的“0”或“4”的数字信号(f)的接收信号点出现在信号点排列“2”或“6”上。因此，相位旋转角度与8PSK的接收信号相位旋转角度Θ保持一致。因为由再映射器7将解调电路1D输出的QPSK调制方法部分的I和Q码元流数据I(8)和Q(8)旋转η=-Θ=-2π／4，再映射器7输出的I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)的接收信号点与发送侧上的信号点一致。
同样在常规接收操作中，在码元时钟CLKSYB为低电平期间，选择器16D仅使能相位误差表14-1，从相位误差表14-1读取与码元时钟CLKSYB的低电平部分期间再映射器7输出的I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)相对应的相位误差数据△Φ(3)，并将其输出给延迟电路90。相位旋转角度判断电路92B根据延迟电路90、91和99的输出判断相位旋转角度，并将判断结果以接收信号相位旋转角度信号R(3)的形式输出。平均电路95为四个帧平均信号，并将结果作为接收信号相位角度信号AR(3)输出。
当接收信号相位旋转角度检测电路8D的相位旋转角度判断电路92B和平均电路95检测到第二相位旋转角度和输出接收信号相位旋转角度信号AR(3)时，该接收信号相位旋转角度信号AR(3)表示由再映射器7绝对定相之后I’(8)和Q’(8)相对于发送侧的相位旋转角度。当将该信号加到寄存器111中存储的前一接收信号相位旋转角度信号OR(3)时，可获得如在再映射器7的输入侧上观察到的相对于发送侧的接收信号相位旋转角度OR(3)。将该接收信号相位旋转角度OR(3)输出给再映射器7以执行第二相位调整(相位旋转-Θ，其中Θ是由OR(3)表示的接收信号相位旋转角度)，并存储在寄存器111中。接收信号相位旋转角度检测电路8D的相位旋转角度判断电路92B和平均电路95每次检测到新的相位旋转角度时，重复类似的操作。
在该实施例中，进行绝对定相之后再映射器7的I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)被输入给载波再生电路10D的相位误差表。因此，在常规接收期间，无论接收信号相位旋转角度为何值，输入给相位误差表的I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)的接收信号点与发送侧的信号点相同。因此，在载波再生电路10D中每种调制方法仅提供一个相位误差表。可以减少载波再生电路10D中的相位误差表数目，并可以显著简化电路规模。
对于用于再映射器7输出的解调帧同步信号对应于比特“1”或“0”的I和Q码元流数据的QPSK相位误差表14-1中的相位误差数据，用于判断相位误差的绝对值大于或小于(π／8)的高位三个比特和I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)的符号比特数据i’(1)和q’(1)被用于判断如在解调电路1D的输出侧上所观察到的帧同步信号的对应于比特“1”或“0”的I和Q码元流数据I(8)和Q(8)的相位旋转角度，通过简单的计算可以判断该接收信号相位旋转角度，所以判断相位旋转角度不需要大容量的ROM，因此可使电路规模更小。
在该实施例中，为I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)的帧同步信号部分的比特“1”和比特“0”判断相位旋转角度。可以为比特“1”和“0”之一判断相位旋转角度。可以用多种方式修改平均电路5所用的平均方法。例如，可以仅执行一帧或两帧的平均，或者帧同步信号特定位置上的一个比特或多个比特可以用于多个帧的平均。
图1所示的实施例可以修改成图7所示的实施例。在图7中，图1所示的接收信号相位旋转角度检测电路8C用接收信号相位旋转角度检测电路8E替换，相位旋转角度判断电路92用省略加法器110和寄存器111的相位旋转角度判断电路92E替换。在解调电路1E中，在相位误差表13、14-1和15-1的输入侧提供选择器19，向其输入I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)。在码元时钟CLKSYB的高电平期间，再映射器7输出的I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)输入给每个相位误差表13、14-1和15-1，而在码元时钟CLKSYB的低电平期间，解调电路1E输出的I和Q码元流数据I(8)和Q(8)输入给每个相位误差表13、14-1和15-1。解调电路1E输出的I码元流数据I(8)的MSB符号比特数据i(1)输入给延迟电路91。
在接收开始之后，直到发射配置识别电路9识别帧的复用配置和接收信号相位旋转角度检测电路8E检测到接收信号相位旋转角度为止，选择器16C在码元时钟CLKSYB为高电平期间仅使能8PSK相位误差表13，从相位误差表13读取与在码元时钟CLKSYB的高电平部分期间再映射器7经选择器19提供的I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)相对应的相位误差数据△Φ(8)，并将其输出给D／A转换器17。与上述操作相同，选择器16C在码元时钟CLKSYB为低电平期间仅使能BPSK相位误差表15-1，从相位误差表15-1读取与码元时钟CLKSYB的低电平部分期间再映射器7经选择器19提供的I和Q码元流数据I(8)和Q(8)相对应的相位误差数据△Φ(8)的高位3比特的相位误差数据△Φ(3)。
在发射配置识别电路9识别帧的复用配置和接收信号相位旋转角度检测电路8E检测接收信号相位旋转角度Θ之后，选择器16C在码元时钟CLKSYB的高电平部分期间使能与解调电路1E解调的接收信号的调制方法相对应的相位误差表13、14-1或15-1，读取与码元时钟CLKSYB的高电平部分期间再映射器7经选择器19提供的I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)相对应的相位误差数据△Φ(8)，并将其输出给D／A转换器17。在码元时钟CLKSYB采用低电平期间，选择器16C仅使能BPSK相位误差表15-1，从相位误差表15-1读取与码元时钟CLKSYB的低电平部分期间解调电路1E经选择器19提供的I和Q码元流数据I(8)和Q(8)相对应的相位误差数据△Φ(8)的高位3比特的相位误差数据△Φ(3)。
接收信号相位旋转角度检测电路8E的各延迟电路90和91、加法器93、选择器94和平均电路95执行与图1所述相同的操作。因此，加法器93和平均电路95可以输出如在再映射器7的输入侧所观察的相对于发送侧的接收信号相位旋转角度信号A(3)和AR(3)。通过省略图1所示的加法器10和寄存器111，可以将AR(3)直接输出给再映射器7等。
图5所示的实施例可以修改成图8所示的实施例。在图8中，图5所示的接收信号相位旋转角度检测电路8D用接收信号相位旋转角度检测电路8F替换，相位旋转角度判断电路92B用省略加法器110和寄存器111的相位旋转角度判断电路92F替换。在解调电路1F中，在相位误差表13、14-1和15-1的输入侧提供选择器19，向其输入I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)。在码元时钟CLKSYB的高电平期间，再映射器7输出的I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)输入给每个相位误差表13、14-1和15-1，而在码元时钟CLKSYB的低电平期间，解调电路1F输出的I和Q码元流数据I(8)和Q(8)输入给每个相位误差表13、14-1和15-1。解调电路1F输出的I码元流数据I(8)的MSB符号比特数据i(1)输入给延迟电路91。解调电路1F输出的Q码元流数据Q(8)的MSB符号比特数据q(1)输入给延迟电路99。
在接收开始之后，直到发射配置识别电路9识别帧的复用配置和接收信号相位旋转角度检测电路8F检测到接收信号相位旋转角度为止，选择器16D在码元时钟CLKSYB为高电平期间仅使能8PSK相位误差表13，从相位误差表13读取与码元时钟CLKSYB的高电平部分期间再映射器7经选择器19提供的I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)相对应的相位误差数据△Φ(8)，并将其输出给D／A转换器17。与上述操作相同，选择器16D在码元时钟CLKSYB为低电平期间仅使能QPSK相位误差表14-1，从相位误差表14-1读取与码元时钟CLKSYB的低电平部分期间再映射器7经选择器19提供的I和Q码元流数据I(8)和Q(8)相对应的相位误差数据△Φ(8)的高位3比特的相位误差数据△Φ(3)。
在发射配置识别电路9识别帧的复用配置和接收信号相位旋转角度检测电路8F检测接收信号相位旋转角度Θ之后，选择器16D在码元时钟CLKSYB的高电平部分期间使能与解调电路1E解调的接收信号的调制方法相对应的相位误差表13、14-1和15-1之一，读取与码元时钟CLKSYB的高电平部分期间再映射器7经选择器19提供的I和Q码元流数据I’(8)和Q’(8)相对应的相位误差数据△Φ(8)，并将其输出给D／A转换器17。在码元时钟CLKSYB为低电平期间，选择器16D在码元时钟CLKSYB为低电平期间仅使能QPSK相位误差表14-1，读取与码元时钟CLKSYB的低电平部分期间解调电路1F经选择器19提供的I和Q码元流数据I(8)和Q(8)相对应的相位误差数据△Φ(8)的高位3比特的相位误差数据△Φ(3)。延迟电路90、91和99、加法器100和102、二进制码转换器101、选择器103和平均电路95执行与图5所述相同的操作。因此，加法器102和平均电路95可以输出如在再映射器7的输入侧所观察的相对于发送侧的接收信号相位旋转角度信号A(3)和AR(3)。通过省略图5所示的加法器110和寄存器111，可以将AR(3)直接输出给再映射器7等。
在实施例的上述修改中，在接收开始之后和直到发射配置识别电路识别发射配置和接收信号相位旋转角度检测电路检测到接收信号相位旋转角度为止，载波再生电路的选择器将从8PSK相位误差表读取的相位误差数据输出给D／A转换器。也可以输出表示相位误差为零的恒定值。
可以省略图1、5、7和8中表示的平均电路。
可以用图10所示的接收信号相位旋转角度检测电路代替图1、5、7所示的接收信号相位旋转检测电路和9A、9B。
已经使用用三种调制方法8PSK、QPSK和BPSK调制和在时间上复用的数字信号的PSK调制波。也可以接收和解调仅用QPSK和BPSK调制和在时间上复用的数字信号的PSK调制波(使用两个用于QPSK和BPSK的相位误差表)，也可以接收和解调仅用8PSK和QPSK调制和在时间上复用的数字信号的PSK调制波(使用两个用于8PSK和QPSK的相位误差表)，或者也可以接收和解调仅用8PSK和BPSK调制和在时间上复用的数字信号的PSK调制波(使用两个用于8PSK和BPSK的相位误差表)。
也可以使用解调电路的准同步检测调制操作替代解调电路的同步检测调制操作。
工业实用性根据本发明，从载波再生装置的相位误差表读取与反相位旋转装置的绝对定相之后的I和Q码元流数据相对应的相位误差数据。因此，无论接收信号相位旋转角度采用何值，输入给相位误差表的I和Q码元流数据的接收信号点与发送侧上的信号点变得一致。可以为每种调制方法提供载波再生装置的单个相位误差表。可以降低载波再生装置中的相位误差表数目，并可以显著简化电路规模。
权利要求
1．一种接收机，包括解调装置，用于使用载波再生装置再生的载波(fc1和fc2)，解调用多种具有不同数目相位的PSK调制方法调制和在时间上复用的数字信号的PSK调制信号，并输出I和Q码元流数据(I(8)和Q(8))；接收信号相位旋转角度检测装置，用于检测解调装置输出的I和Q码元流数据相对于发送侧的相位旋转角度；和反相位旋转装置(7)，用于以所述接收信号相位旋转角度检测装置检测的相位旋转角度(OR(3))反向旋转解调装置输出的I和Q码元流数据的相位，其中所述再生装置的载波再生装置具有用于各种调制方法的相位误差表(13、14-1、15-1)，该表存储用于各种解调I和Q码元流数据对的载波相位误差数据，并且当解调装置解调与每种调制方法相对应的接收信号时，从与该调制方法相对应的相位误差表中读取与解调I和Q码元流数据相对应的相位误差数据(△Φ(8))以校正载波相位，该接收机的特征在于当所述解调装置(1C、1D)解调与每种调制方法相对应的接收信号时，载波再生装置(10C、10D)从与该调制方法相对应的相位误差表中读取与所述反相位旋转装置输出的解调I和Q码元流数据(I’(8)和Q’(8))相对应的相位误差数据以校正载波相位。
2．一种接收机，包括解调装置，用于使用载波再生装置再生的载波(fc1和fc2)，解调用多种具有不同数目相位的PSK调制方法调制和在时间上复用的数字信号的PSK调制信号，并输出I和Q码元流数据(I(8)和Q(8))；接收信号相位旋转角度检测装置，用于检测解调装置输出的I和Q码元流数据相对于发送侧的相位旋转角度；和反相位旋转装置(7)，用于以所述接收信号相位旋转角度检测装置检测的相位旋转角度(OR(3))反向旋转解调装置输出的I和Q码元流数据的相位，其中所述再生装置的载波再生装置具有用于各种调制方法的相位误差表(13、14-1、15-1)，该表存储用于各种解调I和Q码元流数据对的载波相位误差数据，并且当解调装置解调与每种调制方法相对应的接收信号时，从与该调制方法相对应的相位误差表中读取与解调I和Q码元流数据相对应的相位误差数据(△Φ(8))以校正载波相位，该接收机的特征在于当所述解调装置(1E、1F)解调与每种调制方法相对应的接收信号时，载波再生装置(10C、10D)从与该调制方法相对应的相位误差表中读取与所述反相位旋转装置输出的解调I和Q码元流数据(I’(8)和Q’(8))相对应的相位误差数据和与所述解调装置输出的I和Q码元流数据(I’(8)和Q’(8))中所选择的一个数据相对应的相位误差数据以校正载波相位。
全文摘要
当开始接收复用的PSK调制波BPSK和8PSK时,解调电路(1C)的选择器(16C)从为各种类型的调制方法提供的表格中的用于BPSK的相位误差表中读取与再映射器(7)的输出I’和Q’相对应的相位误差数据的高位三比特△Φ(3)以执行绝对定相。根据△Φ(3)和再映射器(7)的输出I’的MSB,接收信号相位旋转检测电路(8C)检测与接收码元流的帧同步信号的比特“1”相对应的相位旋转角度,并将相位旋转角度输出给再映射器(7)以允许再映射器(7)执行绝对定相。选择器(16C)从与发射配置识别电路(9)所识别的调制方法相对应的相位误差表中读取相位误差数据,该相位误差数据与再映射器(7)输出的绝对定相之后的接收码元数据相对应,将相位误差数据输出给D/A转换器(17),校正用于正交检测的载波相位,并使接收信号点和发送信号点之间的相位差恒定。
文档编号H04L27/227GK1282478SQ98812214
公开日2001年1月31日 申请日期1998年12月17日 优先权日1997年12月17日
发明者白石宪一 申请人:株式会社建伍