专利名称：：多载波方法及实现此方法的设备的制作方法
技术领域：
：本发明涉及一种利用许多最好是正交的信号形式，尤其是通过电力分配系统，快速与可靠的传送数字信息的方法和设备。1991年12月，具有德国标准形态的欧洲标准EN50065生效。此标际准规定在电力分配系统上为信号传输目的如何利用从3KHz…148．5KHz频带。在这个标准中，将可利用的频带粗略地分成两段频率范围从3KHz…95KHz是为公用事业保留的，其中可允许最大134dBμv的传输幅度。剩下的频率范围从95KHz…148．5KHz对于私人用户来说不需要许可要求就可利用，但传输幅度不得超过116dBμv。这种相当低的传输电平(小于1V)伴随着窄的可用频宽。EN50065-1对于通过供电线路防干扰传输信息的方法和设备提出了高的要求。由于幅度限制，可以始终利用满幅度的传输方法具有最好的成功机会。目前，具有窄带或也具有宽带的，扩谱调制的系统，例如，在已出版的文件DE-A1-4423978，DE-A1-4323376，DE-C2-4001265，DE-C2-4001266，EP-B1-0200016和EP-B1-0199148中所描述的，被用于通过供电系统传输信息。这种在技术上可能是最简单的并且可始终利用全部可允许幅度的方法是FSK(频移键控)。FSK易于实施的事实肯定是当前通过电力系统传输信息的市场上可得到的大多数系统采用FSK工作的决定性原因。在许多现场试验期间的实际使用中FSK的缺点变得越来越明显，按目前的估计，应该说，将来公用事业打算通过它们的系统提供的所有类型的服务不可能藉助FSK达到足够的可靠性。FSK的基本问题在于，即使单个载波频率受到干扰时也会使整个传输完全失效，这种干扰或者是由于在时-变传输信道中任何点任何时候可能发生的选择性衰减。或者是由于电视机或开关型电源形式中的窄带干扰源。频带扩展方法，例如，频率跳跃(FH)，允许许多类型的频率变动，可以提供一种补救的办法，在此可参看，例如，已出版的文件DE-A1-4423978。虽然与FSK系统相比较要复杂些，由于现代微电子学的进步，这是可以承受的。然而，实际实现当前所用的FH方法至今还没有走出试验阶段；尤其是，市场上至今还没有提供任何可工作的系统。虽然FH技术基本上能克服在实际中观察到的所有的FSK的问题，在方法与技术实现中仍然有决定性的缺点，这些，在最后分析中，可能是为什么带有灵活使用许多时间上顺序发送的载波频率的系统至今只是犹犹豫豫地被应用的原因。从FSIK改变成FH方法的重大缺点是对于相同的纯数据速率必须增加片速率(与已出版的文件DE-A1-4423978相比较)。利用片速率为1200S-1，FSK系统因而达到，例如，数据速率为1200bits／s，而带有每位4个载波的FH系统现在只可能，例如，提供300bits／s。利用FH的情况下为了达到相同的纯数据速率，需要的片速率是4800S-1。这就导致在每种情况下增加信号产生和处理的复杂性，尤其是在接收机同步方面，现在必须增加四倍的精确性。本发明基于这样的目的，规定一种多载波方法，通过这种方法可以大大减少所列举的不足，并可实现快速与抗干扰的传输。另外，具体说明一种实现本方法的设备。这个目的通过一种具有权利要求1中所规定的特征的符号-处理多载波方法得以实现。在其它的权利要求中规定了有利的改进和一种实现本方法的设备。通过以下给出的依据本发明基本概念的解决办法的优点和参考附图表示的实施方案的说明，更详细地描述本发明，其中图1．示出一种调制解调器的总配置，图2．示出一种实现图1许多功能块的微计算机系统，和图3．示出一种可用于依据本发明方法中的用于解释最佳同步方法的表示。符号-处理多载波方法的优点尤其在于，始终采用恒定的信号幅度，因此在遵循有关标准的同时，得到信道资源的最佳能量利用。在随后的正文中，一种称为调制解调器(是调制器／解调器的缩写)的设备将被用作描述本发明的一个例子。这样一种调制解调器被用于通过电力分配系统双向传送数字信息。数据传输总是抵抗在供电线路上的干扰并且允许可靠的快速通信，不管这些线路的不良传输特性。而且，可以在相同的电力系统上同时动作许多调制解调器而没有相互干扰(对于相同频带的多址)。制造和使用带有混合的模拟与数字功能的专用集成电路(混合信号的ASIC)对于实现本方法是有利的。因此，在发射机端的信号产生与接收机端直至位决策的相关处理可以高精度进行并在数字基础上的精确重现。一种信号形式的虚拟无限多样性不改变硬件就可得到，包括在宽的限制内自由选择各种数据速率和频率范围的能力。这些在ASIC中提供的数字功能不可能用当前状态技术中任何其它方法来实现，甚至利用最精巧的数字编程信号处理器也不行。另外，ASIC包含用于对接收到的信号放大与滤波和在发射机端用于模拟／数字变换以及数字／模拟变换的模拟功能，也就是基本上不包含在标准的信号处理器中的功能单元。接收到信号的放大是按这样的方式自动调整的，使得模拟／数字变换器始终工作在有利的工作范围内。本发明是以以下考虑为基础的如果N个载波频率用于一个FH系统，这些频率可用于形成N!(N阶乘=N(N-1)(N-2)…1)个不同的组合，以下的正文中称为符号。因此，可以用N=3个频率表示6个符号；N=5提供120。用N=3形成的6个符号能够传送[1d(6)]=2位，而用N=5可达到[1d(120)]=6位。在“通常”的FH中，这些可能性未被利用，只评估两个符号(组合)，相应于1位的信息内容-参看，例如，已出版的文件DE-A1-4423978。在通常的FH技术中，这就提供了冗余度，例如，在进行抵抗各个频率范围故障的传输方面。所得的缺点是明显的传输速度按照所使用的载波频率数目下降。导致本发明的基本概述避免了这种速度的缺点，同时，无局限性地保证在FH原理中固有的抗干扰性能被保持。为了更详尽地解释本发明的基本方面，将比较几个例子如果所用的三个频率对于N=3被称作f1，f2和f3，得到以下的6个符号S1…S6，可按各种方法加以利用<tablesid="table1"num="001"><table>符号№．频率序列FH技术符号处理S1f1f2f3000S2f1f3f2-01S3f2f1f3-10S4f2f3f1-11S5f3f1f21-S6f3f2f1--</table></tables>表1N=3载波频率的FH技术与符号处理在FH技术列中，很大数量的未用符号马上明显看出，以后，提供抗干扰能力。然而，纯粹的未用符号数量无论如何不是可实现抗干扰的唯一措施，决定性的因素是用于表示信息的符号中带有不同频率的片数，可以看到分别标记为0和1的符号S1和S5在FH技术列中所有三个片是不同的，因而非常容易在接收机中区分开来。考虑“符号处理”列，可以看到，只有标记为00和11的符号S1和S4和对应于S2和S2的01与10在所有三片中是不同的，而00和01或00和10组合只在两片中不同。对干扰的抵抗要承受这个事实。如果所有6个符号拟用于信息传输，在每种情况下只有一个不同的片作为决策准则；结果，传输将不再比FSK的情况更可靠，因为单个频率的故障将导致失效，以上的表指出，使用三个载波频率显然不到有利的解决。相反，如果考虑四个频率的序列，允许有24个符号，但其中只有四个所有四片不同的符号用于信息传输-见表2，<tablesid="table2"num="002"><table>频率序列数据符号f1f2f3f400f2f3f4f101f3f4f1f210f4f1f2f311</table></tables>表2N=4的最佳符号处理得到的抗干扰能力与标准FH技术得到的相同。但是，所示的每个符号现在代表两个数据位，因而获得两倍的传输速率。所示的原理不仅可用于N=4的情况，而且无论何时N!中的N个可能的符号可用于表示信息。在这种安排中，如果N是2的幂数是有利的，因为1d(N)得到整数位。如果1d(N)不是整数，只有接近的较小整数可一直使用，也就是可用的纯数据速率下降。在N=4之后，N=8再次成为有利的，利用81个可能符号中的8个，每个所用的符号可以发送4位的方案。为了在电力分配系统中实际使用，基于4载波频率的系统将可靠地提供充分的抗干扰能力，以便高可靠地保证由公用事业计划的新服务项目。从表2中可见，在极限情况下四个载波序列中最多三个可以发生故障而并未因此引起一位的差错。与甚至单个频率的故障就导致失效的FSK相比，这是一个重大的进步。利用通常的FH，N=7载波频率是必要的，纯数据速率降到片速率的1／7。依据本发明的方法以1／2数据速率与片速率的比例提供同样的抗干扰能力。实践表明，利用灵巧的选择载波频率，这些载波中的两个载波由于衰减或干扰而同时失效的概率是极其小的。对三个载波来说同时出现这种情况可以实际上忽略不计。然而，单个载波失效是较频繁地观察到的。选择N=4的载波频率对于实际实现依据本发明的方法肯定是有利的。因此在随后的正文中描述的用作说明的实施方案以N=4为基础。一种高度集成的大数字化概念对于便宜的和可靠可复现实施来说具有决定性的意义。而且，如果不改变硬件适应各种类型任务是可能的话，如果为了完全构成调制解调器所需的大比例的模拟电路部件也可单片集成的话，这样做是有利的。在随后的正文中提出的本发明的实施方案展示一种通用的有利的解决办法。考虑的起点是二进制信息的传输，这些信息被映象在依据表2的频率序列(符号)上。在符号的周期Ts期间，发送频率在本例中被突然改变四次。所选的N越大，传输信息可能有的抗干扰能力也越大，然而，系统的复杂性也增加。由于以上已列举的理由，N=4个不同的和适当选择的频率对大多数本发明的应用来说是足够的。适当的选择意味着所用的频率在可用的传输带内以这样的方式分布，使得强烈的选择性衰减或强的窄带干扰源决不可能同时损害两个或多个频率。为了正确地做出这种选择，充分的背景经验是必要的，必须通过广泛的网络研究(网络考察)，野外试验和以测量结果为基础的理论网络模拟来取得。从3KHz到95KHz的频带，也就是B*92KHz的带宽在依据欧洲标准EN50065-1用于传输信息的公用事业的分布式系统中是可得到的。如果，例如，必须通过符号处理多载波方法以纯数据速率(位速率)rD=1200bits／s传送二进制信息，其中N=4载波频率在符号周期Ts期间跳跃，则频率跳跃速率h=2400S-1。频率跳跃速率的倒数值T=1／h规定每欠N频率中的一个发送期间时间间隔的持续时间。通信理论告诉我们，B=92KHz的频率带宽内，频率跳跃速率h=2400S-1时，最大[B／h]的数目=[92000／2400]=38个信号形式，每个频率偏置为2400Hz，可同时发送并可由执行相关信号处理的接收机无差错和无相互干扰的检测出-也参看已出版的文件DE-A1-4423978。因此，利用所描述的类型的符号-处理多载波方法在电力分配系统上最多[38／4]=9个调制解调器同时并且无相互干扰地工作是可能的，例如在变压器站和所连接的家庭之间。对于这一点的决定性先决条件不仅是高精度信号的产生，而且是高精度的将所有发送的信号插入到整个的定时型式中并在每个调制解调器的接收机部分中执行相关信号处理。发送信号的精确产生不仅是密集的信道分配的需要而且在单个点对点连接的情况下是有利的。所有信号从一个固定的高度恒定的基本频率导出也是重要的，当频率改变时，没有相位间断，只产生连续相位过渡。相反，频率必须突然改变，也就是没有瞬变过程。连续相位过渡在每种情况下都是需要的，以便能够依据带有可支持滤波器复杂性的标准EN50065-1满足对于带外干扰的严格限制值。正如在实际上全部的高质量传输系统中，同步是符号-处理多载波系统中信号产生和信号处理的基本要求。接收到的信号与在接收机中本地存在的参考信号的同步在相关接收的情况下是尤其必需的。在符号-处理多载波方法的情况下，这种参考信号来自频率合成器。在传输期间，已同步的频率合成器也是需要的，其携带信息的输出信号被送入电力系统。在由供电线路操作的系统中，藉助于交变系统电压的帮助，同步问题可简单而廉价地得到解决-参看，例如，EP-B1-200016，EP-B1-0199148和EP-B1-0507087。在以下的这份描述的一个部分中，将提出一种相关同步，它独立于电源电压并直接地从依据本发明的符号-处理多载波方法方便地获得。已知的用于在配电系统上传送信息的发送与接收设备的硬件并不允许使用符号-处理多载波方法。在本方法描述过后，在本发明的范围内详细说明一种设备，该设备包括用于合成发送信号及相关处理符号-处理多载波方法接收到的信号的全部必不可少的部件。新设备包含模拟与数字部分，除了少数元件外，可用单片集成，为了实现这点标准CMDS工艺是足够的。在频率选择(在允许的传输频带内所用频率的位置)方面达到了最大程度的灵活性。在利用符号-处理多载波方法通过供电线路传送数字信息的调制解调器中的发送设备具有精确产生多重信号的任务，这些信号具有相当靠近的带有精确定时的邻近频率。快速的相位-连续的频率变化必须能够与要发送的信息有关，在过程中不产生瞬变。用模拟技术制造的设备不可能应付以上的要求。另外，在频率变化方面也是不灵活的。一个调制解调器的接收设备必须能够完全隔离具有未知相位关系的邻近频率信号。为此，在并行工作的许多接收机支路中通过相关装置进行匹配滤波是必要的。相关的原理从标准教科书中可充分地了解。一种通常由乘法器与积分单元组成的有源相关器成为一个匹配滤波器，例如用于片周期Tc的信号形式，同步被采用以保证在每个片间隔结束，在片周期期间积分的值已为进一步处理采过样，如果必要的话，已被存贮以后，积分单元被设置为零。在模拟技术中，这样一种电路的复杂性是极其高的，因为每个载波频率需要一个分离的对相位不灵敏的正交接收机-比较已出版的文件DE-A1-4423978。因此，利用N=4个频率产生一个基于符号-处理多载波方法的接收机需要8个分离的相关器。这样一种结构至今还未实现，这就是为什么虽然不乏这方面的应用，然而在市场上得不到为实现可抗干扰至较高程度的多载波方法的硬件部件。本发明第一次提供一种硬件基础，用于简单的和可复现的制造用于符号-处理多载波方法的调制解调器，工业化系列生产使其有可能随着生产数量增加继续降低成本。因此，本发明有助于实现在电力系统上广泛应用抗干扰数据传输的突破，尤其是在欧洲，EN50065-1的严格限制已经生效。至今，在欧洲市场上，无论是利用通常的调制方法还是为在配电系统上数据传输的多载波技术都得不到可靠工作的调制解调器。现在将参考附图1和2描述一种本发明的实施方案。为了清楚以及说明的目的，将考虑二进制信息的传输(也就是一个随机的连续的“H”和“L”位的流)，具有固定的数据速率rD=1／TB=1200bit／s，利用片周期TC=TB／2的四个不同频率的正交信号形式。因此在此是一种N=4的符号-处理多载波系统。通过参考本文可由专家实现变化为其它技术上有意义的N值。非相干接收是配电系统中的规则，这就是为什么在N=4的接收机中需要并行工作八个相关器。如果TC=TB／2，得到片速率h=2400S-1。例如，在9．6KHz…148．8KHz频带中，可以找到60个频率，在每种情况下相隔2400Hz，形成一组正交频率，其中在每种情况下的整数周期符合每个片周期TC。当采样速率为600KHz时，为了无差错表示最大需要125个样本。由于是非相干接收，对于每个接收到信号的样本需要8个参考值，这样为了输出参考信号样本需要的钟频率是fm=4．8MHz。在符号-处理多载波方法中，当用户信息分布在其上的频率尽可能的远离时，可以在取得最佳抗干扰能力的同时，也实现操作的可靠性。然而，对于许多频率来说，要同时承受相同的衰减和／或干扰是不可能的。例如，对于N=4的系统，以下的频率选择是合适的表3N=4时确定频率的例子图1示出一台调制解调器的总配置，其工作情况将在随后的正文中详细解释，从接收部分开始。从电力系统1接收到的信号通过耦合器2传送到带通滤波器3，让四个所希望的频率f1…f4通过，但尽可能地阻挡其余的频率范围。让电源电压和其它低频率隔离已经由耦合器大部分进行过了，其作用如高通滤波器。其后是一台由三个运算放大器级4，5和6组成的自动增益控制设备。其增益可通过集成的微控制器系统15用数字方式设置。经放大的接收到的信号传送到模拟／数字变换器7，提供数字化样本到符号-处理系统8，所得的结果由集成的微控制器系统15接受并作进一步的处理。最后，微控制器系统15一方面通过串行接口在此发送与接收数据，另一方面，计算用于设置三个运算放大器级4，5和6的增益。此设备的特点是三个放大器中的两个是“快速调节的”，而第三个最多按因数2对每个符号逐个进行调节。快速调节的放大器的任务是快速响应突然的，相当大的信道变化，而慢速调节的放大器只打算补偿少量的起伏变化。在微控制器系统15中方便地以软件形式实现的控制算法始终企图将快速放大器设置为最高可能的增益值，以便随着快速的信道变化可得到大的响应容限。电平估算器为计算放大器对微控制器系统15的调节量提供基础，是作为平均电路用数字硬件构成，是符号-处理系统8的一个部件。电平估算器接收接收到的信号中的Z个数字化值X(K)，并利用这些值确定在符号周期已经过去后每种情况下估算值Xsch=π2·Σk=1z|x(k)|,]]>在估算值Xsch和额定值Xsoll之间的比为产生交换命令提供基础，供由微控制器系统15进行增益调节。最大总增益是从1…4096可变的，三个放大器级中每一个可调节到增益值1，2，4，8或16。在符号处理系统8内的另一个功能单元将在下节中参考附图2作详细的描述，该单元按这样的方式对从数据源到达微控制器系统的发送信号，要发送的数字数据流进行处理，使得要发送的信号形式的样本直接提供给数字／模拟变换器12。数字／模拟变换过的发送信号在低通恢复滤波器11中被滤波，并在发送输出级10中放大以后，通过发送耦合器9供给电力系统1。功能块13和14用于将数据传输与电源交变电压同步。在此过程中，在功能块13中实现高精度检测电源过零，同时，电源过零信息是与电力系统DC隔离的，这是通过光耦合器的帮助实现的。在方框14中，实现数字锁相环(PLL)，由此任何类型的高频抖动被从电源过零传输信息中除去，这样一来，最后，一个边缘陡峭和稳定的同步信号被供给微控制器系统15的中断输入。与电源AC的同步通常不是一个最佳的解决办法，以下将要描述的本发明实现一种相关类型的同步。因而即使没有电源交变电压也达到完全同步，这就是为什么本发明是一种有利的开发。图2中所示的方框图表示一种包括图1中的功能块7、8、12和15的集成微计算机系统。在一个完全的符号-处理多载波系统的实际结构中，将图1的所有功能单元除了耦合器2，9和发送放大器10以外，以混合信号ASIC的形式单片集成是有利的。在这一点上，将只考虑图2中所示的部分，因为对于解释依据本发明的必不可少的功能来说，要比一个包罗万象的因而也是使人感到比较混乱的总电路更加适合。在图2中，已滤波与放大并与电力系统隔离的接收到的信号首先到达模拟／数字变换器21。因为非相干接收，如上所述，是配电系统中的一个规则。N=4需要在接收机中有八个并行工作的相关器。由于是非相干接收，接收到的信号中每个样本需要八个参考值。当采样率为600KHz时，每个频率需要最多125个样本，这样，当钟频率fm=4．8MHz时，需要2000个样本的存贮器供输出参考信号样本。在随后的正文中，数字化的接收信号用E(iTa)标记，其中iTa是离散时间，i=0，1，2…。接收信号的每个数字化样本E(iTa)在数字乘法器22中被来自信号形式或样本存贮器214的八个参考信号样本R(iTa+vTa／8)相乘，其中V=0…7。然后八个子产物被通过信号形式周期TC(片周期)积分，也就是在分离的累加器中以数字方式加在一起。按照图2，这些累加器被方便地实现如下相加器23可与随后的八个寄存器24…29，210，211和一个开关212连接在一起，形成一个环状结构。在信号形式接收的开始，开关212在频率fm的八个钟周期期间处于位置II，也就是环状结构是打开的，使得零值通过相加器23的一个输入，而其它的输入相继接收来自乘法器22的8个乘法结果E(iTa)·R(iTa+vTa／8)，其中V=0…7实施以下的相关R(iTa+0·Ta／8)≡正弦样本f1片(f1片的同相组分)R(iTa+1·Ta／8)≡正弦样本f2片(f2片的同相组分)R(iTa+2·Ta／8)≡正弦样本f3片(f3片的同相组分)R(iTa+3·Ta／8)≡正弦样本f4片(f4片的同相组分)R(iTa+4·Ta／8)≡余弦样本f1片(f1片的正交组分)R(iTa+5·Ta／8)≡余弦样本f2片(f2片的正交组分)R(iTa+6·Ta／8)=余弦样本f3片(f3片的正交组分)R(iTa+7·Ta／8)≡余弦样本f4片(f4片的正交组分)在频率fm的8个钟周期通过以后，寄存器24…29，210，211包含以下结果寄存器→其中Ij是具有频率fj的同相组分，Qj是正交组分，其中j=1…4。因为i=0，在信号形式的开始施加以下操作加上0是因为环状结构是由开关2／2打开而得到的。在以上提到的频率fm的八个钟周期通过以后，开关212被切换到位置I，导致所描述的环状结构，其中寄存器211的内容现在到达相加器23。实施算术运算，寄存器24…29，210，211的内容累加如下假定信号形式具有片周期TC=N·Ta，在频率fa的i-N个钟周期以后，也就是频率fm的8·N个钟周期以后，可得到所希望的八个信号组分<tablesid="table5"num="005"><table>242526272829210211Q4Q3Q2l4l3l2l2l1</table></tables>为了随后的符号决策，依据正交接收机的原理，首先需要信号组分Ij，Qj的几何和B1=I12+Q12;B2=I22+Q22;B3=I32+Q32;B4=I42+Q42,]]>得到和B1…B4。虽然通过数字硬件可以毫无问题的实现平方的算术运算和平方根的计算，但是相当复杂，尤其是大动态范围时。因此，在本发明中，采用以下的近似是有利的Bj≈max{ij,Qj}+(14+18)·min{Ij,Qj}.]]>可以很不复杂地提供等效的结果。在这种方案中，信号组分的较大相关值Ij或Qj通过求和在每种情况下必须加到由(1／4+1／8)相乘的较小的相关值上。为此必要的简单算术与逻辑运算在功能块215，第二开关216和一组绝对值寄存器217中实现。在片周期经过后，开关212在精确的8个钟周期内改变到位置II，使8个相关值传送到方框215中，其中头四个被直接移入绝对值寄存器217组中。开关212现在返回位置I，使得下一个信号形式的相关值可累加在寄存器24…29，210，211中。现在第二开关216闭合，用于依据以上的算术规则进一步计算绝对值Bj，使得四个值I1…I4顺序地送回到功能决215，其中的每一个与仍然存贮在方框215中的有关的正交值Q1…Q4相比较。在每种情况下确定较大的值并被移入绝对值寄存器217的组中。现在在每种情况下较小的相关值通过在功能块215中分别右移两位或三位实现除以4或除以8，结果被相加。为了依据以上的算术规则最后相加，存贮在绝对值寄存器组217中的最大值通过第二开关216送回到功能块215，以便在每种情况下按(1／4+1／8)的比例加到最小值上，结果被移入绝对值寄存器组217，现在可得到四个所希望的绝对值Bj，由此可接着实现符号决策。按照表2，在每种情况下，四个片间隔通过后可进行符号决策。为此，必须按照以下的方案在四个顺序的片间隔中将来自寄存器组217的绝对值B1…B4相加，并将结果存入四个符号寄存器219…222。片间隔NO．表4符号值的计算藉助于与绝对值寄存器组217和符号寄存器219…222接合的多路转换器225和相加器218实现所需的运算。假定符号寄存器219…222在第一片间隔的末了被用零充满。现在，多路转换器225按照表4的列1将四个绝对值B1…B4逐个地供给相加器218，同时，其第二输入接收零值，在第二片间隔以后，来自多路转换器的绝对值按照表4的列2循环地交换，也就是B2，B3，B4，B1，这样，由于从符号寄存器到相加器218的反馈，现在在四次相加步骤以后，按照表4的头两列符号寄存器包含部分和。在两个其余的片间隔通过以后，以上考虑的连续性在寄存器219…222中提供符号结果。现在只需要在决策设备226中确定四个结果中的最大值，以便确定有关的数据位组合，然后可作为接收到的数据ED提供给数据接收器。然而，从符号计算的结果，可获得更多的信息，可方便地用于本发明的进一步开发，也就是将在下节中详细描述的自主的，电源-AC-独立的相关同步。在此以前，还必须解释图2的其余方框，其中包含必不可少的发送功能。发送硬件的心脏是信号形式存贮器214，包含发送信号形式的样本，其中大部分也可在接收操作中方便地用作参考信号样本。要发送的数据，发送数据SD，首先传送到功能块213，在此它们按照表2组合形成与符号信息相应的频率序列。按照表2预先确定的次序，功能块213顺序地寻址并读出信号形式存贮器214的地址区，在存贮器中存贮着属于所希望频率的样本。当采样钟频率600KHz时，在每种情况下地址区具有的最大长度为125。那末必须存贮总共最多500个样本。为了降低跟随在数字／模拟变换器223之后的低通恢复滤波器224的复杂性，在合成发送信号SS期间增加钟频率达1．2MHz或2．4MHz是有利的。在设计发送侧中的另一个重要细节是在整个的符号内和符号边缘处频率改变期间没有突然的相位改变，也就是相位连续性是得到保证的。否则，就不可能遵循按照EN50065-1，关于带外干扰功率的严格规定。在阐述本发明的结束部分中通过一种特殊类型的自主同步来描述一个示范性的实施方案。这种自主同步可以作为专门设计接收机结构的副产品。在许多情况下，如果电源AC不用作同步参考是有利的。在某些东欧国家中，电源频率的稳定性要比互联的欧洲电力系统差许多，对于近似1000S-1的片速率来说，不再可能达到足够精确的同步。另外，如果即使在电源故障的情况下也需要一种工作上的通信，则必须能够从接收到的信号中实现自主的接收机同步。通常，藉助于电源AC实现粗略的同步，然后在随后的正文中提出的相关方法的基础上连续地补偿同步误差，这样，在最后效果方面，达到了如此精确的同步，这甚至在互联的欧洲电力系统中，即使例如，藉助于数字锁相环路可从同步参考中很大程度的除去抖动，然而单独以电源AC为基础是不可能达到的。在已知的相关接收机中，照例，从接收到的信号实现自主同步要比相关性能本身更费力。在本发明的情况下，却相反，利用在任何情况下总是必要的接收机硬件，可以不需要很大的附加努力来实现同步。因为从原理上所有的发射机和接收机利用振荡器晶体产生钟，从一开始就得到足够稳定的时间基准。然后，最终同步设备的任务是使在接收到的信号中存在的定时型式与在接收机中本地精确产生的定时相匹配。现在将参考以表2为基础的图3和表5来解释这种复杂的过程。图3示出四个携带信息的符号和有关的数据位组合。从位组合“00”开始，可以看到，属于“10”的符号可由循环右移产生，而属于“01”的符号可由左移产生。关于同步，右移意味着在接收机中本地参考的定时型式相对于接收到的信号是超前的，也就是校正需要延时。这可类似地应用到左移的过程。如果“01”选作起始点，循环右移产生‘00’和左移产生‘11’。应用每种符号的以上考虑，很清楚，可以通过单独考虑最大与次最大的相关值，确定是否接收机定时型式是超前还是滞后。绝对值的差值也提供一种同步误差幅度的指示，也就是此值越大，同步越精确，要采取的校正动作越少。按照以上的考虑，同步可用简单方式校正(假定起始点是接收属于‘00’的符号)如果，例如，在最大(‘00’)和次最大(‘10’)相关值之间带有相当大差值的超前被检测到，在接收机中的本地参考被稍微延时，这可通过插入附加的钟脉冲用数字方式相当简单地完成。在后继的校正过程以后，最大和次最大的相关值被再次查看。现在假定，属于位组合‘11’的符号已被发送，因此，为此符号接收最大的相关值。在前面校正超前以后，现在指望对于‘01’的次最大相关值将出现，与最大值的差值已增加，也就是同步已经改善。如果必要的话，所描述的校正步骤在规模上不断减小，直到接收机参考的滞后而不是超前被检测到为止。在每个相关过程以后，也就是在一个符号周期已经通过以后的每种情况下，检测到接收机参考的交替超前与滞后，在最大与次最大相关值之间的大差值时，达到一种稳定的最佳状态。实际上，这种理想的条件很少可能发生，因为要查看的差值遭受起伏的影响，即使在理想同步的情况下，由于始终存在的干扰信号，不可能将起伏与同步误差区分开。照例，这意味着，为了达到所描述的稳定状态要做比理论上预料的更大的校正工作。以下的表5用作说明所描述的有关属于所假定的位组合‘00’的符号的定时型式和传输-参看顶部的行(发送)。超前表5相关同步原理的解释在接收端，可以看到参考定时型式有相当大的超前。一方面，这导致为发送符号产生的相关值太小，另一方面，在符号未被发送的情况下产生影响。然而，在依据本发明的同步方法中，这只是单符号的情况，也就是分配到位组合‘10’的情况。在其它两种符号的情况下，不产生相关影响。在表5中的垂直虚线矩形包括在错误点上一起相关的影响，这是由于在一个符号的四片中每一片期间的定时型式偏离造成的。可以看到，这种影响可能只发生在属于‘10’的符号中-在其它的符号‘01’和‘11’的情况下频率不匹配。权利要求1．一种用于传输数字数据的多载波方法，尤其是通过电力分配系统，其中，为了传输信息的目的藉助于快速连续-相位的频率变化和符号处理，a)从要传送的数据流中，分配Id(N)数据位的组合给数量为N的符号，其中每个符号由不同频率的N个信号形式组成。b)在接收端，数量为2N的数字匹配滤波器并行工作，用于同时非相干最佳接收所有N个在每种情况下用来代表符号的信号形式，相应于各个信号形式能量的数字数值作为N个信号形式中每一个的相关值。c)N个相关值的加权与定标是通过与可自由选择的阈值作比较来实现的，和d)组成符号的N个相关值加在一起形成各个符号值。2．依据权利要求1的方法，其特征在于用于加权和定标的阈值是作为一个信号形式最大可能的自相关值的百分数来选取的，并根据接收到的干扰和／或有用的信号能量被适当地设置的。3．依据权利要求1或2的方法，其特征在于为了相关同步的目的，在每种情况下，最大和次最大符号值是通过确定同步定时误差的方向(也就是超前或滞后)以及这种误差的幅度得到的。4．依据权利要求3的方法，其特征在于从一个相位误差的方向和幅度，产生用于同步设备的控制信息项，它将适当地抵消所确定的误差。5．一种为实现依据前面的权利要求的方法的设备，其特征在于a)为了发送和非相干并行最佳接收N个不同频率的信号形式，存在一种混合的模拟／数字集成电路，藉助于这种电路将从电力系统(1)耦合下来的已放大和滤波的接收信号，在模拟／数字变换以后，传送到数字乘法器(22)，它的第二输入接收来自样本存贮器(214)的数字参考信号，其中相应于所用的N个信号形式的同相和正交样本的2N个参考值被分配给每个接收到的信号样本。b)有一个环状结构的相加器(23)，一组2N个寄存器(24到29，210，211)和一个开关(212)，藉助于这些部件，在乘法器(22)中产生的产物被累加，使得在一个信号形式周期通过以后，用于一个符号的N个信号形式的同相组分和正交组分被累加在2N个寄存器中，c)开关(212)也用于顺序地将来自寄存器的2N个结果，通过打开环状结构的相加器和寄存器组提供给一个几何和的电路，形成近似地相应于各个信号形式能量的绝对值的数字数值，d)有一个进一步的环状结构相加器(218)，一组N个寄存器(219到222)和一个多路转换器(225)，藉助于这些部件，符号值被累加，使得在一个符号周期通过以后，顺序提供给分析与决策设备(226)的各个符号值出现在N个寄存器中，其中此设备最后供给接收到的数据，和e)有一种集成钟产生与控制单元(8)，与接收情况下参考信号的合成不同，在传输期间以这样的一种方式对样本存贮器(214)寻址，使得其输出信号形成连续-相位发送信号形式，在模拟／数字变换，低通滤波和放大以后，耦合到电力系统(1)。6．依据权利要求5的设备，其特征在于a)有一个微处理器，一个微控制器或一个有类似功能的数字电路(15)用于系统控制，信号分析和数据传送。它是一种混合-信号ASIC的单片集成部件，包含一台调制解调器的必不可少的部件，b)藉助于这种数字电路(15)，在发送过程期间，要发送的数据位组合可被供给发送设备和形成器，首先通过对混合-信号ASIC中的控制单元编程设置所希望的数据速率和每个符号不同频率的数量为N的信号形式。7．依据权利要求5或6的设备，其特征在于有以下作用的装置(8，13，14，15)，a)为了同步用于发送与接收信号合成以及同步接收信号的处理，电源AC被用作普遍的参考信号，数据传输的开始始终被耦合到电源电压的零位传输上，在3相的电力系统上得到1／6电源周期的基本定时型式，由此，通过整除，在欧洲50Hz系统中可得到用于各种片速率例如，300S-1，600S-1，1200S-1，2400S-1或4800S-1的时间基准，和其中b)为了在过零检测期间抑制抖动，使用由用于相位检测的数字相关器和非线性数字调节器组成的数字锁相环路，以便得到没有任何类型短时间起伏的非常稳定的同步信号。8．依据权利要求5到7中一项的设备，其特征在于a)除了电源耦合器(2，9)，零位传输检测器(13)和传输功率放大器(10)以外，所需要的功能组被单片集成在混合模拟／数字专用集成电路(ASIC)中，存贮器最好作为RAM单元被组成，在电路复位以后，其内容被通过外部只读存贮器，例如ROM，PROM或EPROM形式被加载，和b)混合模拟／数字专用集成电路也包含微处理器，微控制器的程序存贮器或ROM或EEPROM形式的类似功能的数字电路(15)。全文摘要本发明涉及一种用于传输数字数据的多载波方法,尤其是通过电力分配系统。为了实现抗干扰的快速传输,提议将来自要发送的数据流的Id(N)数据位组合分配数目为N的符号,每个符号由不同频率的N个信号形式组成。在接收端,数目为2N的数字匹配滤波器并行工作,用于同时非相干最佳接收所有的在每种情况下用作代表一个符号的N个信号形式,相应于各个信号形式能量的数字数值是作为N个信号形式中每个信号的相关值被组成的。N个相关值的加权与定标是通过与可自由选择的阈值作比较来实现的。组成一个符号的N个相关值被加在一起形成各个符号值。为实现本方法所需要的功能单元可方便地集成在ASIC中。文档编号H04B3/54GK1282480SQ98812215公开日2001年1月31日申请日期1998年11月10日优先权日1997年12月15日发明者K·多斯艾尔特,T·沃尔德克申请人:Abb专利有限公司