75，093中，并且在此通过引用的方式明确地并入本文。
[0029]在图2中，前端部分(FE)202具有输入信号，其由具有源极电阻Rs的输入电压Vs所表示。可以例如来自图1的来自天线148或双工器或开关146的输入信号耦合至LNA 201的输入端。在某些实施方式中，LNA 201可以对应于例如图1的收发器120的LNA 152，但是可以理解LNA 201无需实施在图1的无线装置100中。LNA 201的输出也在此标注为输入信号，耦合至接收信号路径205的输入。
[0030]接收信号路径205包括具有跨导器210的第一信号路径206，具有跨导al。注意在某些实施方式中，al可以可配置地设置为任何跨导值。例如，al可以选择为对应于例如-1/ZoLNA，其中ZoLNA是LNA 201的输出阻抗，以及| ZoLNA |是其幅度。注意，通常，ZoLNA可以是复数，而在某些示例性实施例中，ZoLNA可以优选地为实数以更好地抵消源自Rbl、Rb2和/或跨阻抗放大器(TIA)280的噪声，如以下进一步所述。在一种实施方式中，可以进一步调整al以考虑在第一和第二信号路径206、207之间转换增益的差，如以下进一步所述。在该示例中，通过添加LNA 201，路径207的噪声抵消可以不再取决于天线148的不良受控阻抗。LNA201也可以防止高LO泄漏至天线148。
[0031]跨导器210的输出对应于从输入信号得到的信号，耦合至第一混频器230，其将其输入信号(跨导器210的输出)与差分本地振荡器(LO)信号(1 +，1_)混合以产生较低频率的信号，例如中间频率(IF)或基带频率信号。注意，提供电容器Cal、Ca2以将第一混频器230的差分输出的端子親合至接地。在一种实施方式中，Cal和Ca2的电容值可以彼此相等，例如均等于共同的值Ca。可以进一步提供电容器Cl以将第一混频器230的差分输出的节点彼此耦入口 ο
[0032]接收信号路径205进一步包括第二信号路径207。第二信号路径207包括第二混频器240，其可以优选地是无源混频器，并且其差分输出耦合值基带电阻-电容(R-C)网络299。特别地，R-C网络299可以包括将第二混频器240的差分输出的每个节点耦合接地的电容器Cbl、Cb2。在一种实施方式中，Cbl和Cb2的电容值可以彼此相等，例如均等于共同值Cb。在实施方式中，Cbl和Cb2可以对应于与其他电路元件相关联的寄生电容，并且无需对应于例如设计中明确提供的电容器。
[0033]在图2中，进一步提供电容器C2以将第二混频器240的差分输出的节点相互耦合。R-C网络299进一步包括配置用于将第二混频器240的差分输出节点串联耦合至第一信号路径206的差分输出端的电阻器Rbl、Rb2。在一种实施方式中，电阻值Rbl和Rb2可以彼此相等，例如均等于共同值Rb。
[0034]接收信号路径205的差分输出包括信号IF_I和IF_IB，从第一信号路径206的差分输出与第二信号路径207的差分输出组合而得到。IF_I和IF_IB进一步耦合至跨阻抗放大器(TIA)280的差分输入端。注意TIA 280可以通常使用对于本领域技术人员已知的技术实施，并且仅为了示意说明的目的而在图2中示出其实施方式。特别地，全差分运算放大器281可以提供具有反馈元件282、284，其中反馈元件282、284的阻抗表示为具有共同值Zf。可以理解，TIA 280的配置以所示方式有效地将来自第一和第二信号路径206、207的输出信号电流求和相加以产生电压输出Vout。
[0035]在一种实施例中，混频器230、240中的任一或两者可以实施作为无源(例如单平衡或双平衡)混频器。因此，在由Rb 1、Rb2、Cb 1、Cb2和C2所确定的R-C网络299的信号带宽内，可以通过合适地选择Rbl和Rb2或Rb而调整等同的平衡并行负载电阻值(如在LO频率下由LNA201的输出端所见)。可以理解，Rb的选择可以影响LNA 201的频率选择性和电压增益，并且因此也可以影响在TIA 280的输出电压Vout处出现的留下未抵消的噪声的量。在示例性实施例中，可以选择Rb以对于第一和第二信号路径206、207提供基本上等于I ZoLNAl的输入阻抗。
[0036]注意在R-C网络299的信号带宽之外，在低频侧和高频侧上，第二信号路径207的输入阻抗的幅度均随着输入频率偏离LO频率而降低。这可以例如是由于存在于第二混频器240的输出端处的负载。降低的阻抗减小了在R-C网络299的信号带宽之外在第一信号路径206和第二信号路径207的输入端处的电压幅度。因此，R-C网络299有效地提供了带通选择性以抑制带外信号，例如从收发器(图2中未示出)的发射器部分耦合的带外干扰信号和/或Tx信号，因为这些信号将在第一和第二信号路径206、207中混合之前大大衰减。
[0037]还可以理解，Cal、Ca2、Cbl、Cb2可以有利地旁路分流(例如至接地)不希望的差模分量(例如由于LO馈通、带外阻断器等所致)和共模分量(例如由于RF馈通、二阶LO分量等所致)Xl和C2也可以抑制差分阻断器分量。
[0038]注意，尽管为了便于说明在每个信号路径206、207中仅示出一个混频器，但是可以理解在此的讨论易于被适用于均容纳多于一个混频器的信号路径。例如，第一和第二接收信号路径206、207可以每个包括I混频器和Q混频器(也即两个混频器)，每个混频器类似于其中对应于的信号混频器如图2中所示配置的方式而配置。此外，本公开的计数可以易于施加以适用于多相本地振荡器配置，例如采用多于两个相，如参照图9以下进一步所述。
[0039]注意，带外干扰的抑制量(例如由前述带通选择性的品质因数或Q而确定)可以在无源混频器实施方式中受限于第二混频器240的导通电阻。此外，在某些情形中，电容器Cl的值越大，Ca I和/或Ca2可以限制峰值幅度，而与此同时减小峰值频率。峰值频率的该减小可以不希望地增大整个接收器链上的电压摆幅(例如由于有效地穿过更大量的频率上接近所需信号的干扰)，并且因此降低线性度。
[0040]对于上述原理，并且进一步考虑到电容器可以要求大量芯片面积以用于实施，期望提供改进的技术以减小或抵消用于实施噪声抵消接收器所需的电容。
[0041]图3示出了本公开的示例性实施例300，其中额外的混频器进一步与混频器并联耦合以改进接收器中的阻断器抑制。注意图3仅为了示意说明目的示出，并且并非意味着限制本公开的范围。
[0042]在图3中，接收信号路径305包括第一信号路径306和第二信号路径307。第一信号路径306包括具有耦合至并联耦合的混频器输入端的输出端的跨导器210，包括第一混频器330和第一辅助混频器331。特别地，第一混频器330执行类似于图2中对于第一混频器230所述的那些功能。第一辅助混频器331具有耦合至第一混频器330输入端的输入端，进一步包括经由电容器Cxl、Cx2親合至第一混频器330的差分输出端的差分输出端。在不例性实施例中，Cx I和Cx2的电容值可以彼此相等，例如均等于共同值Cx。
[0043]注意，去往第一辅助混频器331的差分LO输入被配置成使得当混频器330和331的输出组合在一起时第一辅助混频器331的差分输出信号理想地与第一混频器330的差分输出信号180度异相。在所示的示例性实施例中，通过将差分LO信号以所示方式耦合至第一混频器330和第一辅助混频器331的输入端、也即以相对于相互具有相反相位(例如对于第一混频器330为1+、1_，以及对于第一辅助混频器331为1-、1+)而实施该“反相”耦合。在备选的示例性实施例中，可以例如通过将第一混频器330和第一辅助混频器331的差分输出端合适地相互交叉布线等而实施反相耦合。这些备选的示例性实施例预期为在本公开的范围内。
[0044]在示例性实施例中，可以选择Cx的值以使得Cx对于接收信号带宽内的信号呈现高阻抗。相反地，Cx可以对于接收信号带宽之外的信号呈现低阻抗，在该情形中第一辅助混频器331的差分输出将破坏性地与第一混频器330的差分输出叠加(例如以使得引起破坏性干扰的方式)。在该示例性实施例中，将不仅在跨导器210的输出端处而且也在接收信号路径305的输出端处减小在接收信号带宽之外这些干扰的等级，因此改进了接收器300的线性度。
[0045]根据上面与针对第一信号路径306的、在此所公开的那些类似的原理，第二信号路径307包括与第二辅助混频器341并联耦合的第二混频器340。可以理解，类似的反相耦合原理适用于第二辅助混频器341和相关联电容器Cx3、Cx4的构造，以进一步通过降低在干扰频率下阻抗I ZoLNA I而在LNA 201的输出端处抑制带外干扰以及在第二信号路径307的输出端处抵消带外干扰。在示例性实施例中，Cx3和Cx4可以彼此相等，例如均等于共同值Cx，并且因此也可以等于第一信号路径306的Cxl和Cx2。
[0046]在备选的示例性实施例中(未示出)，电容器(^1、(^2、(^3、(^4的任一或全部可以通常替换为具有任何类型频率响应特性的组块，例如高通滤波器、带阻滤波器、或陷波滤波器特性，对于Cx实现了以上所述的设计目标。这些示例性实施例预期为在本公开的范围内。
[0047]注意，在图2的接收信号路径205中存在的电容器Cl、Cal和Ca2并不存在于接收信号路径305中，因此有利地节省了实施那些电容器所需的片上面积。从接收器组块305省略Cl、Cal、C